滤波器设计论文范文
时间：2023-03-27 07:55:16
导语：如何才能写好一篇滤波器设计论文，这就需要搜集整理更多的资料和文献，欢迎阅读由公务员之家整理的十篇范文，供你借鉴。
篇1
在电路中电容C容抗值Zc=1/2πfC，且容抗随着频率f的增大而减小。因此滤波器电路中一个恰当的接地电容C，可使交流信号中的高频成分通过电容落地，而低频成分可以几乎无损失通过，故将小电容接地等同于设计一阶低通滤波器。在滤波器电路中，多处电容接地设计等同于多个低通滤波器与原电路组成低通滤波器网络，在提高截止频率附近幅频特性的同时会较好抑制高频干扰，因而接地优化在理论上是可行的。
2滤波器设计仿真
根据实践需要，设计满足上级输出电路阻抗为100Ω、下级输入电路阻抗为50Ω、截止频率为5MHz的5阶巴特沃斯低通滤波器。普通差分滤波器由于其极点与单端滤波器极点相同，故具有相同的传递函数，因而依据单端滤波器配置的差分结构滤波器能够满足指标要求。在差分结构形式上进行接地优化后，由于接地电容具有低通滤波功能，不同电容值C会导致不同频段幅频响应迅速衰减。图2～图5分别为普通差分滤波器与多处接地差分滤波器的配置电路与幅频特性曲线。由仿真结果可得，截止频率为5MHz的多处接地差分滤波器幅频响应在9MHz内迅速衰减至-50dB，而后在10MHz处上升为-30dB；而普通滤波器幅频特性在9MHz处为-20dB，在10MHz处为-22dB。因此，接地优化滤波器幅频特性曲线总于普通差分滤波器幅频特性曲线形成的包络内，故多处接地达到了过渡带变窄与抑制高频的效果，因而接地优化电路设计通过仿真是可行的。
3实物验证与分析
由于实际电路与理想条件有一定差异，可能导致实际效果与仿真结果不符，为验证接地优化差分滤波器，在实际电路中能够提高截止频率附近幅频特性与抑制高频干扰的能力，将上一节仿真通过的普通差分滤波器与接地差分滤波器制作成PCB电路，通过矢量网络分析仪测试其频率特性，结果如图6～图9所示。由图可得，多处接地差分滤波器电路中，由于接地电容相当于一阶低通滤波器，所以由接地电容与普通差分滤波器组成低通滤波网络能够大幅提高滤波器截止频率附近幅频特性。同时，由于容抗Zc=1/2πfC随f增大而减小，在高频时几乎为零，高频信号可以通过电容落地，故其在高频抑制能力上大大优于普通滤波器。因而接地优化在实际电路应用中是真实有效的，可以应用于抑制高频信号的低通滤波器中。
4结论
篇2
关键词:滤波器;SIR;电路模型
中图分类号:TN713文献标识码:A文章编号:16723198(2009)21028302
1 引言
随着移动通信技术的发展,研制小型化高性能的微波滤波器成为一种必然趋势。其中SIR(阶梯阻抗谐振器)滤波器是一种比较独特的平行耦合带通滤波器,由Mitsuo Makimoto和Sadahiko Yamashita于1980年首先提出,SIR滤波器具有尺寸小、易于集成、成本低的特点外,通过控制耦合线段和非耦合线段,可以控制寄生通带的位置,从而解决了谐波抑制的问题,在L波段和S波段得到了广泛的应用。
2 设计原理
一般的设计谐振器级联构成的滤波器过程是,首先根据给定的滤波器指标(如中心频率f0,相对带宽FBW,插入损耗和带外抑制等),通过低通原型获得滤波器的设计参数(级数n和低通元件值gj),然后基于选用的谐振器形式计算滤波器的电参数和结构参数。
对于如图1所示的三阶半波长SIR滤波器,其设计的电参数和结构参数一般基于以下的设计过程。
首先根据中心频率确定单个SIR谐振器的结构参数,如图2所示。其中Wc和Wt的选择将决定滤波器的寄生通带位置,而Sc、Lc和Lt长度的选择将决定滤波器的中心频率位置。然后根据级间耦合系数确定缝隙大小,如图3所示。其中S的大小将决定滤波器的相对带宽。再根据外部品质因素确定抽头的位置,如图4所示。而G的大小将决定滤波器的输入输出驻波情况。
以上的过程可以通过解析法利用其等效模型进行计算,或者通过电磁场仿真软件进行设计。一般而言通过等效模型可以计算出初始值,然后通过仿真软件进行优化,实测结果与仿真结果吻合的较好,但是通过这样的设计过程,仿真的时间往往过长。为了提升设计效率,这里类似设计平行耦合滤波器的常规方式,首先找寻出SIR滤波器的电路模型,然后通过电路模型进行仿真和设计,以加快设计时间。
3 电路模型的提出
毛睿杰等人提出了单个SIR谐振器的电路模型,如图5。其描述出了该谐振器电路中的内部耦合特性。
在此基础上,本文提出图1所示的三阶半波长SIR滤波器的电路模型为如图6所示。
该模型中,将谐振单元的耦合特性和谐振单元间的耦合特性均进行了描述,图中给出了每段微带线的电长度。
利用CAD仿真软件Ansoft Designer进行电路模型的建模,最后的电路模型如图7所示。
模型中,利用一段电长度为qc的六级平行耦合线来表征谐振器的内部耦合和级间耦合的一部分,而级间耦合的另一段由一段平行耦合线来表示。同时模型中,考虑到微带切角和宽度变换对计算精度的影响,而引入了微带弯角和T型接头。到此便完成了三阶半波长SIR滤波器电路模型的建立。
4 电路模型的验证
利用该电路模型,我们设计了一个中心频率1.6GHz的带通滤波器来进行验证实验。
基片的选择为Duroid5880,εr=9.5,整个设计的过程如下:首先选择寄生同带的位置为2.5倍中心频率附近,确定Wc=2mm,Wt=0.7mm;因为需要设计的中心频率为1.6GHz,选择Sc=0.2mm,Lt=7.28mm,通过调整Lc的长度来使滤波器的中心频率达到设计的要求;该滤波器的相对带宽没有要求,选择S=0.2mm;最后调整G的大小使得滤波器的驻波达到一定要求。因此滤波器设计中所需要调整的参数主要有两个:决定滤波器中心频率的Lc,和决定滤波器驻波的G。
利用图7的电路模型,可以计算出Lc的长度与中心频率的关系如图8。
可见当Lc长度在6.45mm附近时,中心频率为1.6GHz。此时取Lc=6.45mm,根据经验估计G的取值范围介于1-3mm之间,图9给出了G分别取1、2、3mm时的仿真结果。
从图9可以看出G的大小的选择需要从对滤波器S11/S22参数中选择出较为理想的值的确定,这里选择G=1.8。
根据以上的参数选择,设计出滤波器进行比较,其比较结果如图10和图11所示。
从图10和图11的比较结果可以看出,滤波器的带内插损、驻波情况和寄生同带位置的仿真结果和实测结果吻合得较好。而实测滤波器的中心频率比仿真结果偏高约30MHz;实测的滤波器带宽约100MHz,而仿真的设计带宽为130MHz;并且实测的滤波器在低频边带内有一个谐振点使得滤波器的低边带带外抑制较高,实测的滤波器在高频边带的抑制度较仿真结果略低一些。
5 结论
本文从耦合谐振器构成的带通滤波器设计过程出发,分析了三阶半波长SIR滤波器的电路模型,并对该电路模型进行建模和仿真,最后以一个L波段微带SIR滤波器为例,对其设计过程进行了详细的研究,比较了电路模型仿真结果和实测结果的区别。测试结果表明利用SIR滤波器电路模型仿真滤波器这种设计方法具有较高的准确性。
参考文献
[1]M.Makimoto,S.Yamashita.Band Pass Filters Using parallelcoupled strip line stepped impedance resonators[J].IEEE Trans on MTT,1980,28(12):14131417.
[2]M. Makimoto,S.Yamashita.无线通信中的微波谐振器与滤波器[M].北京:国防工业出版社,2002.
[3]S.Y.Lee,C.Ming,New CrossCoupled Filter Design Using Improved Hairpin Resonators[J].IEEE Trans on MTT,2000,12(48):24822490.
[4]毛睿杰, 唐小宏, 马海虹.基于HFSS设计发夹形SIR带通滤波器[J].2005'全国微波毫米波会议论文集,2005: 12091212.
篇3
【关键词】光伏并网逆变器；LCL滤波器；参数设计
一、引言
随着光伏太阳能电池板的工艺不断进步，太阳能并网发电逐渐成为热点。大功率光伏并网逆变技术是太阳能光伏并网发电领域最核心技术之一。而逆变器侧的滤波器参数选择是关系着其并网的性能优劣的关键点之一。因此，设计参数合适的滤波电路及确定合适的滤波电路参数非常重要。
二、L及LCL滤波器效果对比
并网逆变器滤波结构主要有L型及LCL型。
L型滤波器是一阶的，电流谐波幅值一直以-20dB/dec下降，LCL型滤波器是三阶的，在谐振频率之前，和L一样，电流谐波幅值以-20dB/dec下降，谐振频率之后，电流谐波幅值以-60dB/dec下降。随着频率的增加，在高频阶段LCL能有效抑制谐波成分。同时可以看到，如果想达到相同的滤波效果，LCL型滤波器总电感量是L型滤波器总电感量的1/3，极大的减小了滤波器的体积，节省了材料及成本。
三、500kW大功率光伏并网逆变器的LCL滤波电路参数设计
1.总电感的约束条件
LCL滤波电路中，电容支路开路，总电感大小为L=L1+Lg，根据基尔霍夫电压定理有：
根据图1，可以看出，A点表示逆变器输出电流与电网电压同向，逆变器向电网传输有功功率，功率因素为1。
根据图1，由余弦定理得出：
2.谐振点的约束条件
LCL滤波电路发生谐振时，该次并网谐波谐波电流会显著增加。根据谐振公式，可以知道并网电流发生谐振点频率为：
（3-4）
在大功率光伏并网逆变器控制技术中，一般采用SVPWM调制方式。该调制方式使得谐波电流在开关频率及开关频率倍数附近含量很大。所以，谐振频率应避开开关频率倍数处。工程中，一般将谐振点取在10倍基波频率和一半开关频率的范围之间，即：
（3-5）
3.逆变器侧电感L1的计算
在SVPWM调制情况下，设定电感电流纹波在每一个载波周期内不能超过峰值电流的20%，有：
其中，Ts为载波周期，为纹波电流，。
4.并网侧电感Lg的计算
工程上，一般将逆变器侧电感值的1/6到1/4作为并网侧电感值，即Lg=（1/6～1/4）。
5.电容C的计算
电容导致的无功功率必须小于逆变器总容量的5%，本次计算中选取逆变器额定容量的2%作为无功功率。
6.计算电容侧电阻值Rd
为了使大功率并网逆变器有更好的稳定性，采用控制方法较简单的无源电阻法来并网。它将LCL滤波器电容侧串联入电阻Rd，减小谐振点的谐波电流。Rd的引入导致系统损耗增加。
分析式（3-11），可以看到，功率损耗随电阻的增大，先增大后减小，当时，功率损耗出现的极大值。因此无源电阻取值应该避免这些点。
考虑到谐波电流主要分布在开关频率及其倍数附近，即：
时，逆变器有较大损耗。
综合考虑：
此时，无源电阻功率损耗不大。所以，基于500kW的光伏并网逆变器LCL滤波电路选取的参数如表1所示：
7.验算谐振点
将计算好的各值带入式（3-5），检验电流谐振点，则fres=1493Hz。满足系统要求。
四、仿真验证
采用Matlab/Simulink搭建仿真模块，控制算法用S函数编写而成。
光伏电池板直流电压源采用Boost电路，通过电流闭环控制功率大小，模拟光伏电池板在不同光照下工作。并网逆变器采用SVPWM7段式调制策略，实现单位功率因素的并网运行。
研究发现，为了实现逆变器单位功率因素并网运行，取逆变器侧的电流反馈，此时需要给Q轴给定电流做移相补偿，补偿的无功电流为：
Boost电路中，直流侧电压500V，电感L=10mH，开关频率2.5kHz，支撑电容10mF。三相并网逆变器LCL滤波器参数如表1所示，并网线电压270V。
五、结论
仿真结果如图2～图5所示，可以看到额定功率运行时，并网电流的谐波为1.38%。当轻载运行时，因为调制度降低，SVPWM调制谐波电压含量增加，并网电流总谐波含量为9.29%。
对于输出功率随光照强度变化的光伏太阳能逆变器，仿真证明此LCL滤波器能达到很好滤波效果。证明了LCL滤波器设计的正确性。
参考文献
[1]冯垛生，张淼，赵慧，等.太阳能发电技术与应用[M].人民邮电出版社，2009：8-11.
[2]张兴，曹仁贤.太阳能光伏并网发电及逆变控制[M].机械工业出版社，2011：68-71.
[3]Soeren Baekhoej Kjaer，John K.Pedersen，Frede Blaabjerg.A Review of Single-Phase Grid-Connected Invertersfor Photovoltaic Modules[J].Industry Applications，IEEE Transactions on.2005，41（5）.
[4]马琳.无变压器结构光伏并网逆变器拓扑及控制研究[D].北京交通大学博士学位论文，2011.
[5]陈瑶，金新民，童亦斌.三相电压型PWM整流器网侧LCL滤波器[J].电工技术学报，2007，22（9）：117-118.
[6]宋静文.大功率光伏逆变器损耗模型的研究[D].西南交通大学硕士学位论文，2013.
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篇4
【关键词】高分辨谱估计；APES算法；舰船目标检测；循环对消
影响舰船目标检测的主要因素是海杂波，由于舰船目标速度较慢，目标多普勒谱会有大部分落入高频海洋二阶及高阶回波的多普勒谱中，严重影响了目标的信杂比。对于短的时间序列，传统的傅里叶变换频率分辨力太差，速度较慢的舰船目标会被强大海杂波淹没。
要解决这个问题，可以从两个思路方面来考虑：一个是采用性能更好的杂波抑制算法，尽可能的抑制遮蔽目标的杂波而不损害目标会波分量；另一个是尽量提高多普勒谱的频域分辨率，使杂波谱尽量窄一些，那样目标也相对容易显现。本文提出一种利用高分辨谱估计方法获得目标回波多普勒谱然后进行循环对消的目标检测方法，该方法既能提高谱的分辨率，又能更好的得到杂波信息，有利于杂波的抑制。
一、高分辨谱估计方法
高分辨谱估计方法可以得到较高频域分辨率的多普勒谱，能够更容易地在频域把舰船目标和背景干扰分开。常用的高分辨谱估计方法有Capon方法、APES算法等，本文利用Capon谱估计方法对频率的估值较准确，而APES谱估计算法对幅度估计较准确的特点，将Capon方法与APES算法相结合，构成CAPES算法。下面对APES幅度相位估计方法和Capon谱估计方法进行介绍。
（一）Capon谱估计方法
Capon谱估计的原理是设计一种FIR数字滤波器，使它在保证滤波器输入的某个频率成分完全通过的前提下，使滤波器输出功率最小。如果让角频率为的复正弦信号无失真地通过滤波器，则将滤波器的输出功率作为对输入信号在该频率上的功率谱估计。
设计一个m阶有限长脉冲响应滤波器，将其滤波器系数表示为：
其中m是一个未确定的正整数。假设输入信号为N点序列，则滤波器在时刻n的输出为：
（二）APES幅度相位估计方法
APES算法是一种正弦信号的幅度相位估计方法[1]，与传统傅里叶变换方法相比，APES方法获得的多普勒谱频域分辨率高、旁瓣较低，能更准确地估计信号的幅度和相位。
APES方法可以描述为[2]：
根据最小二乘（LS）的思想，对于一个角频率，考虑滤波器系数使滤波器输出尽可能接近角频率为、幅度为的单频信号，表示复共轭转置，假设表述如下：
由上文对APES算法和Capon算法的描述可知，APES算法对信号功率谱的幅度估计更为精确，而Capon方法对功率谱的频率估计更为准确，因此我们将Capon方法与APES算法结合起来，先用Capon方法估计信号的功率谱，获得功率谱峰值对应的频率，再用APES算法估计频率处的幅度，这种CAPES算法能够获得信号更精确的功率谱。
二、基于高分辨谱估计的海杂波循环对消算法
海杂波对消算法是利用各种信号幅度频率估计方法得到海杂波的峰值及峰值对应的频率、相位，得到海杂波峰值处对应的单频信号，然后从原信号中将该单频信号减去。本文用高分辨谱估计方法代替传统的FFT谱估计方法，提出基于高分辨谱估计的海杂波循环对消算法。
在短的相干积累时间条件下，海杂波的时变性可以不予考虑，可以用两个谐波分量来模拟海杂波，通过对这两个谐波分量幅度、频率和初始相位的估计，在时域拟合出这两个谐波分量，再从初始信号中减去这两个分量，就能达到杂波抑制的目的。该算法的核心在于如何精确地估计谐波分量的频率、幅度和初始相位。因为海杂波的能量往往远高于舰船目标回波的能量，所以可以估计初始信号中能量最大的谐波分量并将其看作海杂波分量减去，这种经过估计参数、拟合单频信号并从原始信号中将其减去的过程要经过多次循环重复才能较好地抑制海杂波从而让目标凸现出来。
基于高分辨谱估计的循环对消算法的具体步骤如下：
1.对于一定长度的雷达回波信号，用Capon方法得到其多普勒谱；
2.从频谱里面提取出最大谱峰对应的频率；
3.用APES算法估计频率处对应的幅度；
4.用公式估算出该谱峰处对应的初始相位；
5.根据估计得到的频率，幅度以及相位，重构出复正弦信号；
6.用原始雷达回波信号得到新的信号；
7.用CAPES算法估计新序列的多普勒谱，检查舰船目标是否凸显，如果未凸显，则继续从步骤1开始迭代，直到舰船目标出现为止。
采用步骤4中的公式估算谱峰对应的初始相位可以使得对一阶Bragg峰的拟合误差最小。
本文提出算法的主要特点是频域分辨率高、对消效果明显，一般通过2～3次迭代就能达到较好的杂波抑制效果[8]。与传统的通过傅里叶谱估计方法获得多普勒谱的对消算法相比，该算法解决了在短相干积累时间条件下频域分辨率不高、海杂波难以消除的问题。
三、实验分析
下面我们用仿真信号来验证本文提出的循环对消算法的有效性。
，为海杂波信号，为舰船目标信号，为零均值、方差为1的高斯白噪声，同取128点数据（以保证相同的相干积累时间）进行实验。实验结果如图1所示经过两次对消后，杂波被对消掉，目标显现，从而说明本文提出的目标检测算法是有效的。
参考文献
[1]Petre Stoica，Hongbin Li，and Jian Li，A New Derivation of the APES Filter Signal Process，1999，6.
[2]赵树杰.信号检测估计理论[M].西安电子科技大学出版社（第一版），1998：50-56.
[3]郭欣.天波超视距雷达信号处理技术研究[D].南京理工大学博士学位论文，2003（9）：90-110.
[4]杨志群.天波超视距雷达信号处理方法研究[D].南京理工大学博士学位论文，2003（9）：65-75.
[5]贠国飞.高频雷达舰船检测方法研究[D].西安电子科技大学硕士学位论文，2010（3）：20-30.
[6]张同舟.高频雷达目标检测方法研究[D].西安电子科技大学硕士学位论文，2011（3）：15-25.
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篇5
关键词：系统；串扰；失真；传输特性
中图分类号：TP391文献标识码：A文章编号：1009-3044(2012)04-0880-05
Research and Simulation Design on Zero Intersymbol Interference Based on MATLAB
LI Li
(School of Mechanical and Electrical Engineering, Guangzhou University, Guangzhou 510006, China)
Abstract: In the digital baseband transmission system,ISI(Intersymbol Interference) is the one of the main factors of impact of base-band transmission system performance. Therefore, how to eliminate it and how to make the system depress error rate in the digital baseband transmission system are the solving question. The hardware experimental system is not ideal. In this thesis, using MATLAB software to en? able simulation of baseband transmission systems, and by the graphics obtained by MATlAB analyse of zero ISI transmission characteristics of the system.
Key words: system; interference; distortion; transmission characteristics
无码间串扰系统在基带传输系统中起到非常重要的意义。在数字基带系统中如何使系统的误码率达到规定的要求在硬件实验系统中来实现并不理想。本论文研究的方法是借助MATLAB软件实现码间串扰消除方案的动态仿真，验证影响通信质量的因素，并在此基础上，通过对理想低通滤波和升余弦滚降系统的传输特性的对比研究，深入分析无码间串扰基带传输系统传输函数的性能。
1系统分析
1.1基带传输系统模型
现在讨论数字基带信号通过基带传输系统的传输性能。基带传输系统的模型如图1。[1]图1基带传输系统的模型
1.2码间串扰的产生
造成判决错误的主要原因是噪声和由于传输特性不良而引起的码间串扰[1]。基带脉冲序列通过系统时，系统的滤波器作用是使脉冲展宽，他们重叠到邻近时隙去。当接收端以抽样时刻来测定的信号幅度为依据进行判决，从而导出原脉冲的消息。假如重叠到邻接时隙内的信号太强，可能发生错误判决。现实中可能出现好几个邻近脉冲的拖尾叠加。这种脉冲重叠在接收端造成判决困难的现象称作码间串扰。
因此可以看出，传输基带信号受到约束的主要影响因素是系统的频率特性。当然有意地加宽传输频带使这种干扰减小到任意程度。但是这就会不必要地浪费了带宽。如果展宽得太多还会使过大的噪音引入系统中来。
1.3码间串扰的解决方法
通过设计信号的波形，并设计所采用的传输滤波器，使得在最小传输带宽的条件下大大减小或者消除这种干扰。因而可见，研 究基带的传输特性H（w）对码间串扰的影响有很大的意义。
虽然理想低通滤波器特性能达到基带传输系统的极限性能，不过这种特性在实际中是无法实现的。即使可以获得相当逼近的理想特性，但由于理想低通滤波器的冲激响应是Sa（x）型，衰减比较慢，拖尾又很长，所以要求抽样点定时必须精确同步，否则当信号速率.截止频率或抽样时刻稍有偏差就会产生码间串扰。因此，需要进一步研究对实际的基带传输系统提出怎样的要求才能使数字信号波形的拖尾收敛得比较快，而且相邻码元间要保证没有码间串扰。
奈奎斯特曾经对这个问题进行了研究，并且导出了无码间串扰必须满足的条件。奈奎斯特的结果称作频谱形式的残留对称定理。根据这个定理，只要信号频谱Y（w）是实数时，而且对w=+Wc或-Wc点存在奇对称性，它便可具有任意形状，都可以获得具有所需求零点分布的脉冲信号。这种设计也可看成是理想低通特性按奇对称条件进行“圆滑”的结果，上述的“圆滑”，通常被称为“滚降”。图2为对称特性图。[1]
图2频谱对称特性图
1.4滚降因子[1]
符合上述对称特性条件的H（w）有很多，实际中具有余弦滚降特性的传输特性用得最多。图3为余弦滚降特性及其相应的波形。图中a为带宽展宽W1与奈奎斯特带宽Wc，即是a=W1/Wc，称之为滚降因子。Y(t)衰减快慢与滚降因子a有关。A越大，衰减越快，传输可靠性就越高，但是所需频带也越宽，单位带宽可传输的信号速率酒越低（即频带利用率降低）。因此，传输可靠性的提高是用增加传输带宽或降低传输速率换来的。现实中，根据具体要求选取适当的a值。通常称a=0.3为30%滚降特性。此时变为升余弦特性。
2系统设计
根据消除码间串扰的方法，对图1的基带传输模型图采用软件的方法来仿真实现。
2.1用MATLAB产生双极性NRZ数字基带波形
双极性非归零码是用正电平和负电平分别表示的二进制码0和1的码型，它同双极性归零码类似，但双极性非归零码的波形从统计平均来看，该码型信号在0和1的数目各占一半时无直流分量，并且接收时判决电平为0，容易设置并且稳定，因此抗干扰能力强[2]。此外，可以在电缆等无接地的传输线上传输，所以双极性非归零码应用极广。
2.2程序解析
N_sample=17; N_data=1000;
gt = ones(1,N_sample); %数字基带波形
d=sign(randn(1,N_data));%输入数字序列
D=length(d);%测d的长度
dd=zeros(N_sample,D);
dd(1,:)=d;
dd=reshape(dd,1,N_sample*D)；
Dt=conv(dd,gt);
figure(1)
subplot(211)
plot(t1,Dt(1:length(t1)));
axis([0 20 -1.5 1.5]);
ylabel(’输入双极性NRZ波形’);
subplot(212)
stem(t1,dd);
axis([0 20 -1.5 1.5]);
ylabel(’输入数字序列’);
图4双极性NRZ码
2.3用MATLBA仿真理想滤波器[4]
用MATLAB仿真理想滤波器的目的是通过理想滤波器对比设计的滚降余弦滤波器。
Dt=conv(dd,gt);%双极性NRZ码
ht1=5*sinc(5*(t1-5)/Ts);%理想滤波器
rt2=conv(Dt,ht1);%滤波后的波形
figure(4)
subplot(211)
plot(t1-5,[0 rt2(1:length(t1)-1)]/16);
axis([0 20 -1.5 1.5]);
ylabel(’理想低通滤波后输出’);
subplot(212)
aa=rt2(N_sample-1:N_sample:end);
C=length(aa);
aaa=zeros(N_sample,C);
aaa(1,:)=aa;
aaa=reshape(aaa,1,N_sample*C);
stem(t1-5,aaa(1:length(t1))/16);
axis([0 20 -1.5 1.5]);
ylabel(’理想低通滤波后抽样输出’);
图5理想滤波器输出的波形
2.4用MATLAB仿真升余弦滚降系统[3]
st=conv(dd,ht);
tt=-3*Ts:dt:(N_data+3)*N_sample*dt-dt;
figure(5)
subplot(211)
plot(tt+1,[0 st(1:length(tt)-1)]);
axis([0 20 -1.2 1.2]);xlabel(’t/Ts’);ylabel(’升余弦滚降系统滤波后输出’);
subplot(212)
aa=st(N_sample-1:N_sample:end);
C=length(aa);
aaa=zeros(N_sample,C);
aaa(1,:)=aa;
aaa=reshape(aaa,1,N_sample*C);
stem(tt+1,aaa(1:length(tt)));
axis([0 20 -1.5 1.5]);
ylabel(’升余弦滚降系统滤波后输出’);
2.5用MATLAB画出眼图
figure(3)
subplot(211)
ss=zeros(1,eye_num*N_sample);
ttt = 0:dt:N_sample*eye_num*dt-dt;
for k = 3:50
ss = st(k*N_sample+1:(k+eye_num)*N_sample);
drawnow;
plot(ttt,ss);hold on;
end
xlabel(’t/Ts’);ylabel(’升余弦滚降系统滤波后输出眼图’);
subplot(212)
ss=zeros(1,eye_num*N_sample);
ttt = 0:dt:N_sample*eye_num*dt-dt;
for k = 3:50
ss = rt2(k*N_sample+1:(k+eye_num)*N_sample);
drawnow;
plot(ttt,ss);hold on;
end
xlabel(’t/Ts’);ylabel(’理想低通滤波后输出眼图’);
图7眼图
从眼图中可以看出，经理想滤波器滤波后的眼图的眼比升余弦的眼图要大。虽然升余弦的眼图线因为噪音有点模糊，但已经无码间串扰。
2.6两个系统的对比
3结束语
升余弦滚降系统和理想滤波器系统一样，可以使双极性NRZ码在噪声影响下恢复出原信号，做到无码间串扰。升余弦滚降系统和理想滤波系统相比较，可以看出，升余弦滚降系统滚降没理想滤波器的降幅大，拖尾比它长。而且数值会比理想滤波器的幅度小，表明其消耗比理想滤波器大。但升余弦滚降系统满足了无码间串扰系统的要求，而且出来的波形比较圆滑，拖尾比较短，恢复原信号正确。通过对无码间串扰传输特性的动态仿真分析及研究，使其对实际系统的设计具有很强的指导作用。
参考文献：
[1]王秉钧.现代通信原理[M].北京:人民邮电出版社,2006.
[2]郭文斌.通信原理：基于Matlab的计算机仿真[M].北京:北京邮电大学出版社,2006.
篇6
【关键词】 扩展卡尔曼滤波观测器 异步电机转子转速检测 鲁棒性
交流异步电动机具有结构坚固，造价低廉，工作可靠等突出优点。为了解决电机断电情况下再启动时产生的极大力矩损害电机的问题，高性能电机驱动系统通常采用矢量控制等驱动控制策略，这些控制策略需要了解转子的速度以实现磁场定向。为了克服机械式传感器给系统带来的缺陷，转子转速检测技术应运而生。
作为转子转速检测技术的一种，扩展卡尔曼滤波器（EKF）由R.E.Kalman在1960年提出[1]，之后在各个领域获得了广泛的应用。扩展卡尔曼滤波器实际上是一个全阶状态观测器，通过使用含有噪声的信号对非线性系统进行实时递推获得最优状态估计。由于其可实现性强、方法简单、收敛迅速等优点，逐渐成为非线性系统状态估计中应用广泛的算法。EKF法避免了微分运算，采用一种迭代形式进行非线性估计，通过调节误差协方差阵来调节状态估计的收敛速度[2-3]。 此外，与其它转速估计算法相比，扩展卡尔曼滤波器法有非常强的抗干扰能力。由于EKF是建立在系统的随机过程模型上，因此针对交流异步电机模型的非线性性和不确定性，EKF估计性能优越，表现出较好的鲁棒性和抗噪能力，成为目前异步电机转速估计问题研究的热点[4-5]。
文献[6]利用扩展卡尔曼滤波器，将转子转速看成一个状态量，通过测量电机定子侧的端电压和电流在线估计电机转子速度，文章研究了采样周期、滤波器参数和电机参数对转速在线估计性能指标的影响，通过仿真实验对比分析证明该方法进一步优化了用扩展卡尔曼滤波器对电动机转速的辨识。
由于电机是一个非线性、多变量、强耦合的系统，电机参数也会受到温度及磁场的影响，因此如何获得准确的电机参数，建立较为精确的数学模型，在异步电机的高动态性能控制系统中显得尤为重要。许多学者也进行了参数变化对矢量控制影响的分析，文献[7]中 C.Attaianese等对参数变化产生的无速度传感器转速估计的影响进行了研究，通过推导异步电机的转速表达式，把转速表示成电机参数的因变量，进而分析电机各参数变化对转速估计的影响。
本论文的主要工作就是设计实现EKF观测器对转子转速的检测，对EKF对于电机参数变化之鲁棒性进行分析及改进。
1 EKF观测器的设计与实现
EKF观测器方程建立，EKF原理是基于非线性系统，利用估计误差实时修正观测器的增益矩阵（K），以得到优化的状态估计向量。EKF观测器在建立方程的过程中引入了噪声量，以下系统状态方程的表达[8]：
上式中w（t）与v（t）为方差为Q（t）和R（t）、零均值的高斯白噪声。我们将其表达为：
，
观测器的建立分为三步：
初始化：，
预测：
更新：
定义状态方程如下：
，
，
式中F（t）与H（t）为函数f的雅克比矩阵：
，
EKF观测器Simulink建模下图为异步电机与EKF观测器Simulink模型。
2 加入电机参数估算器的EKF原理
加入定子电阻估算器的EKF原理，为了优化EKF对于定子电阻值变化的鲁棒性，我们向系统中添加定子电阻估算器，即将电机定子电阻添加到电机状态向量中。
我们设定：
我们注意到在中只有变量中存在电机定子电阻Rs量。同时加入定子电阻、电感估算器的EKF原理为了完善EKF观测系统，在这一节中我们将要建立一个同时对异步电机定子电感值实时检测的系统。这个系统与前面加入定子电阻估算器的EKF观测器合二为一。在上两节方程的基础上我们设定：
因此：
3 仿真和实验结果
异步电机参数如下：定子电阻Rs=26.9mΩ，定子电感Ls= 6.67mH，转子电阻Rr=6mΩ，转子电感Lr=6.67mH，互感M= 6.5mH，电机转动惯量J=20kg.m2，摩擦系数fv=0.1N.m.s，电机极数p=2。在EKF观测器的设计中，虽然是基于电机确定性的方程，但存在定子电流和定子电压的测量误差，这些不确定性和测量误差都纳入协方差矩阵Q和R中。本论文中对EKF观测器实现的仿真中： Q（t）=diag（1，1，1，1，5000），R（t）=diag（0.52，0.52）。误差协方差预报阵的初始值P0=diag（0，0，0，0，24649）。在加入Rs估算器为改进EKF观测器鲁棒性的仿真实验中：Q（t）=diag（1，1，1，1，106，10（0）6），R（t）=diag（0.52，0.52），P0=diag（0，0，0，0，10000，100）。在加入Rs与Ls估算器为改进EKF观测器鲁棒性的仿真实验中：QRs（t）=diag（1，1，1，1，107，105），QLs（t）=diag（1，1，1，1，100），R（t）=diag（0.52，0.52）， P0Rs=diag（0，0，0，0，10000，0），P0Ls=diag（diag（0，0，0，0，1）。在电机断电的过程中定子电阻会随时间的推移而发生变化，本论文在验证EKF观测器对电机参数变化之鲁棒性的试验中设定定子电阻为实际值的1.2倍，在通过加入Rs估算器对EKF观测器进行改进的的仿真实验中定子电阻设定为由1.3Rs至Rs的线性变化。
图1为EKF观测器在无电机参数变化的情况下对转子转速信息检测的实验结果，验证了EKF观测器的可行性。
4 结语
本文研究了基于EKF观测器的异步电机转子转速检测方法对于电机参数变化之鲁棒性并提出了优化方案。在EKF观测器系统中添加电机参数估算器，实时对对应变量进行更新以优化观测器增益矩阵能够很好的解决该参数对观测器效率的影响。仿真结果显示，在观测器系统中添加定子电阻及定子电感估算器之后EKF观测器可精确估计转子转速及相对应的电机参数，但观测速度有所下降，因此在实际应用中应该考虑电机参数估算器与EKF观测器系统相关参数耦合的影响，以达到提升EKF观测效率提升的目的。
参考文献：
[1]R. E. Kalman，A new approach to linear filtering and prediction problems.Taransaction of the ASME-Journal of Basic Engineering[J]，1960：35-45.
[2]Barut Murat，Bogosyan O.Seta， Gokasan Metin.An EKF-based estimator for the speed sensorless vector control of induction motors[J].Electric Power Components and Systems，2005，33（7）：727-744.
[3]Fea-Jeng Lin.Application of EKF and RLS estimators in induction motor drive[C].PESC'96 Record，27th Annual IEEE，1996，1：713-718.
[4]张猛，肖曦，李永东.基于扩展卡尔曼滤波器的永磁同步电机转速和磁链观测器[J].中国电机工程学报，2007（36）：36-40.
[5]Barut Murat，Bogosyan O.seta，Gokasan Metin.EKF based estimation for direct vector control of induction motors[C].IECON Proceedings，2002，2：1710-1715.
[6]Young-Seok Kim，Sang-Uk Kim，Lee-Woo Yang.Implementation of a speed-sensorless control of induction motor by reduced-order extended Kalman filter[C].APEC'95，Conference proceedings， 1995，1（10）：197-203.
[7]C.Attaianese，G.Fusco，I.Maronfiu.and A.Perfetto.Parameter sensitivity of speed estimation in speed sensorless induction motor drives[C].Advanced Motion Control.AMC'96-MIE.Proceedings，1996，1：162-167.
篇7
论文摘 要:随着高新技术的不断开发,数字通信及控制技术也在飞速发展,计算机通信及控制技术得到了广泛应用,针对各种情况探讨了保证计算机通信与控制系统可靠运行的措施。
1 在设计计算机通信与控制系统时要注意以下事项
(1)在对计算机通信与控制系统设计和配置时,要注意到系统的结构要紧凑,布局要合理,信号传输要简单直接。
在计算机通讯与控制系统的器件安装布局上,要充分注意到分散参数的影响和采用必要的屏蔽措施:对大功率器件散热的处理方法;消除由跳线、跨接线、独立器件平行安装产生的离散电容、离散电感的影响,合理利用辅助电源和去耦电路。
(2)计算机通信与控制系统本身要有很高的稳定性。
计算机通信与控制系统的稳定性,一方面取决于系统本身各级电路工作点的选择和各级间的耦合效果。特别是在小信号电路和功率推动级电路的级间耦合方面,更要重视匹配关系。另一方面取决于系统防止外界影响的能力,除系统本身要具有一定的防止外界电磁影响的能力外,还应采取防止外界电磁影响的措施。
(3)算机通信与控制系统防止外界电磁影响的措施,应在方案论证与设计时就给予充分考虑。
例如数字信号的采集传输,是采用脉冲调制器还是采用交流调制器,信号在放大时采用几级放大器,推动司服系统工作时采取何种功放,反馈信号的技术处理及接入环节,电路级间隔离的方法,器件安装时连接和接地要牢固可靠,避免接触不良造成影响,机房环境选择和布局避免强电磁场的影响等。
2 排除电源电压波动给计算机通信与控制系统带来的影响
计算机通信与控制系统的核心就是计算机,计算机往往与强电系统共用一个电源。在强电系统中,大型设备的起、停等都将引起电源负载的急剧变化,也都将会对计算机通信与控制系统产生很大的影响;电源线或其它电子器件引线过长,在输变电过程中将会产生感应电动势。防止电源对计算机通信与控制系统的影响应采取如下措施:
(1)提高对计算机通信与控制系统供电电源的质量。
供电电源的功率因数低,对计算机通信与控制系统将产生很大的影响,为保证计算机通信与控制系统稳定可靠的工作,供电系统的功率因数不能低于0.9。
(2)采用独立的电源给计算机通信与控制系统供电。
应对计算机通信与控制系统的主要设备配备独立的供电电源。要求独立供电电源电压要稳定,无大的波动;系统负载不能过大,感性负载和容性负载要尽可能的少。
(3)对用电环境恶劣场所采取稳压方法。
对计算机等重要设备采用UPS电源。在稳压过程中要采用在线式调压器,不要使用变压器方式用继电器接头来控制的稳压器。
3 防止由于外界因素对供电电源产生的传导影响
由于外界因素对电源产生的传导影响要采取以下措施。
3.1 采用磁环方法
(1) 用磁环防止传导电流的原理。
磁环是抑制电磁感应电流的元件,其抑制电磁感应电流的原理是:当电源线穿过磁环时,磁环可等效为一个串接在电回路中的可变电阻,其阻抗是角频率的函数。
即:Z二f/(ω)
从上式可以看出:随着角频率的增加其阻抗值再增大。
假设Zs是电源阻抗,ZL是负载阻抗,ZC是磁环的阻抗,其抑制效果为:
DB=20Lg[(Zs+ZL+ZC/(ZS+ZL)]
从上述公式中可以看出,磁环抑制高频感生电流作用取决于两个因素:一是磁环的阻抗;另一个是电源阻抗和负载的大小。
(2) 用磁环抑制传导电流的原则。
磁环的选用必须遵循两个原则:一是选用阻抗值较大的磁环:另一个是设法降低电源阻抗和负载阻抗的阻值。
3.2 采用金属外壳电源滤波器消除高频感生电流,特别是在高频段具有良好的滤波作用
电源滤波器的选取原则
对于民用产品,应在100KHZ一30MHZ这一频率范围内考虑滤波器的滤波性能。军用电源滤波器的选取依据GJBl51/152CE03,在GJBl51/152CE03中规定了传导高频电流的频率范围为15KHZ-50MHZ。
4 抑制直流电源电磁辐射的方法
4.1 利用跟随电压抑制器件抑制脉冲电压
跟随电压抑制器中的介质能够吸收高达数千伏安的脉冲功率,它的主要作用是,在反向应用条件下,当承受一个高能量的大脉冲时,其阻抗立即降至很低,允许大电流通过,同时把电压箝位在预定的电压值上。利用跟随电压抑制器的这一特性,脉冲电压被吸收,使计算机通信与控制系统也减少了脉冲电压带来的负面影响。
4.2 使用无感电容器抑制高频感生电流
俗称“隔直通交”是电容器的基本特性,通常在每一个集成电路芯片的电源和地之间连接一个无感电容,将感生电流短路到地,用来消除感生电流带来的影响,使各集成电路芯片之间互不影响。
4.3 利用陶瓷滤波器抑制由电磁辐射带来的影响
陶瓷滤波器是由陶瓷电容器和磁珠组成的T型滤波器,在一些比较重要集成电路的电源和地之间连接一个陶瓷滤波器,会很好起到抑制电磁辐射的作用。
5 防止信号在传输线上受到电磁幅射的方法
(1)在计算机通信与控制系统中使用磁珠抑制电磁射。
磁珠主要适用于电源阻抗和负载阻抗都比较小的系统,主要用于抑制1MHZ以上的感生电流所产生的电磁幅射。选择磁珠也应注意信号的频率,也就是所选的磁珠不能影响信号的传输,磁珠的大小应与电流相适宜,以避免磁珠饱和。
(2)在计算机通信与控制系统中使用双芯互绞屏蔽电缆做为信号传输线,屏蔽外界的电磁辐射。
(3)在计算机通信与控制系统中采用光电隔离技术,减少前后级之间的互相影响。
(4) 在计算机通信与控制系统中要使信号线远离动力线;电源线与信号线分开走线。输入信号与输出信号线分开走线;模拟信号线与数字信号线分开走线。
6 防止司服系统中执行机构动作回馈的方法
6.1 RC组成熄烬电路的方法
用电容器和电阻器串联起来接入继电器的接点上,电容器C把触点断开的电弧电压到达最大值的时间推迟到触点完全断开,用来抑制触点间放电。电阻R用来抑制触点闭合时的短路电流。
对于直流继电器,可选取:
R=Vdc/IL
C=IL*K
式中,Vdc:直流继电器工作电压。
I:感性负载工作电流。
K二0.5-lЧF/A
对于交流继电器,可选取:
R>0.5*UrmS
C二0.002-0.005(Pc/10) ЧF
式中,Urms:为交流继电器额定电压有效值。
Pc:为交流继电器线圈负载功率。
6.2 利用二极管的单向导电特性
篇8
论文关键词：低温低噪声放大器(LNA)，Ku波段，隔离器，噪声系数
1、引言
在微波通讯系统中，接收机噪声特性的优劣是决定系统接收灵敏度的重要因素，而接收前端的低噪声放大器（LNA）是影响接收系统噪声指标的关键部件，其噪声特性将直接影响系统整体的噪声水平[1]。低温下工作的Ku波段放大器具有极低的噪声特性，在微波通信、卫星通信、天文观测等领域中都具有非常重要的应用。当前Ku低温低噪声放大器的研究工作只有少量报道，性能尚不能达到实际使用的要求。
本文设计并制作了一个Ku波段低温低噪声放大器隔离器，旨在与高温超导滤波器级联，使用在高温超导滤波子系统之中[2]。该LNA采用插指电容新结构，使用ADS软件仿真优化性能，并通过优化的封装工艺制备了LNA样品站。在77K温度下测试结果表明，噪声系数小于2dB，增益约10dB，反射系数小于20dB。该LNA已与Ku波段超导滤波器成功级联。
2、低温低噪声放大器的仿真设计
2.1 器件选择
Ku波段LNA要求选用具有低噪声特性的晶体管，而高电子迁移率场效应管(HEMT)是新型的具有低噪声优点的一类晶体管，符合设计要求。通过晶体管性能分析并综合设计需要，选取了NEC公司的某一HEMT产品，其理论常温噪声系数高至18GHz只有0.75dB。
低损耗的PCB基板是研制Ku波段LNA的另一重要材料。本工作选用Rogers公司的高频PCB板，在高频段具有低插损特性，微波性能良好。
2.2 反射系数的设计
LNA设计中都需要考虑对反射系数S(1,1)和S(2,2)的设计隔离器，一般需要优化至-15dB以下，而最优化S(1,1)、S(2,2)的目标与最小化噪声和最大化增益往往是矛盾的，这给LNA的设计工作带来了很大的不便和困难。Isaac Lopez-Fernandez 在他的工作中使用了放大器设计中可以不考虑其反射性能，而使用隔离器来完善的方法[3]，同时还给出了隔离器附加噪声温度的计算公式：
其中隔离器的物理温度，是放大器的等效噪声温度，是隔离器可达到的增益。根据这个公式计算可以知道，对于一般的LNA和隔离器，77K低温下隔离器附加噪声温度不超过20%，相对于直接在设计中优化反射的办法，隔离器的附加噪声更小，同时可以大大简化设计过程。因此本工作反射系数不再进行最优化设计，而采用级联隔离器的方法改善器件之间的匹配站。
2.3 稳定性设计
为了保证LNA的可靠工作隔离器，需要保证其全频段无条件稳定，或至少要保证工作频段附近绝对稳定。LNA的稳定性判据为[4]：
和
其中：，
在ADS中，有其自身设计的稳定系数Mu，只要Mu>1就实现了绝对稳定。在ADS中对我们选用的HEMT晶体管进行仿真，图1给出了其全频带Mu值，可以发现其全频带Mu>1，也就是全频带绝对稳定，因此在设计过程中不会存在陷入潜在不稳的问题。同时因为我们在输入输出端都采用了隔离器设计，可以进一步优化反射，保证了LNA的稳定工作。
图1 LNA稳定性系数
篇9
【关键词】有源电力滤波器；谐波；补偿；PWM变流器
随着科学技术的发展，大量的电力电子装置广泛的应用于工业的各个领域，给工业带来了翻天覆地的变化，但大量电力电子装置的广泛应用，同时也给电力系统这个环境带来了严重的“污染”，其根本原因就是电力电子装置是非线性负荷，在系统中运行会产生谐波，造成十分严重的危害。治理谐波污染已成为当今电工科学技术界所必须解决的问题，开发和研制高性能的谐波抑制装置迫在眉睫。
有源电力滤波器（Active Power Filter）是目前研究比较深入的一种装置，它是一种用于动态补偿，既可抑制谐波，又可以补偿无功的新型电力电子装置，它能对大小和频率都变化的谐波以及变化的无功进行补偿，其应用可克服LC滤波器等传统的谐波抑制和无功补偿方法的缺点。
1.有源电力滤波器的基本原理
1）机理：通过一定的控制算法使有源电力滤波器发出与谐波源所产生的谐波的幅值相等，相位恰好相反的量，抵消谐波源中的谐波成分，使其剩下基波成分，其本质就是一个谐波源。
2）基本原理：最基本的有源电力滤波器系统构成图如图1[4]：
图1中表示交流电源，负载为谐波源，它产生谐波并消耗无功。有源电力滤波器系统大体上由两大部分组成，即指令电流运算电路和补偿电流发生电路。其中指令运算电路的核心部分就是谐波和无功电流检测电路，其主要作用就是检测出需要补偿对象电流中的谐波和无功等电流分量；补偿电流发生电路由电流跟踪控制电路、驱动电路和主电路三部分组成。其作用是根据指令电流运算电路得出的补偿电流的指令信号，产生实际的补偿电流，主电路多为桥式PWM变流器[1]。
图1 并列型有源滤波器系统构成说明图
2.有源电力滤波器的基本特点
1）动态补偿，可对频率和大小都变化的谐波进行补偿，动态响应快。
2）补偿谐波时所需储能元件容量较小。
3）即使补偿对象电流过大，APF也不会发生过载，并能正常发挥补偿作用。
4）受电网阻抗的影响不大，不易和电网阻抗发生谐振。
5）能跟踪电网频率的变化，补偿性能不受电网频率变化的影响。
6）对较高次谐波滤除困难，需要与无源高通滤波器配合。
3.有源电力滤波器的设计
有源电力滤波器的设计大致可分为五个部分：
1）主电路设计
2）指令电流运算
3）电流跟踪控制
4）直流电压的控制
5）APF的控制方式
（1）主电路
作为主电路的PWM变流器，在产生补偿电流时，主要作为逆变器工作，因此可称为逆变器。但它不仅仅是单独作为逆变器而工作的，当在电网向有源电力滤波器直流侧储能元件充电时，它就作为整流器工作，即它既可以工作在逆变状态，也可工作在整流状态，所以多以变流器称之[5]。
在应用中主电路多以三相桥式变流器为主，三相桥式变流器又可分为电压型和电流型两种。而电压型应用较为广泛。随着电力电子器件技术和控制技术的发展，先进的功率器件的应用给主电路性能带来了很大变化。
常用的PWM变流器多为电压型变流器，单个电压型PWM变流器基本拓扑结构如下图所示：
图2 单个电压型PWM变流器
基本拓扑结构图
其中VT1～VT6表示电力电子功率器件，Udc表示直流侧电压。电压型PWM变流器的基本特点是：
1）直流侧为电压源或并联有大电容，在正常工作时，其电压基本保持不变，可看作电压源。
2）对电压型PWM变流器，为保持直流侧电压不变，需要对直流侧电压进行控制。
3）电压型PWM变流器的交流侧输出电压为PWM波。
控制各个开关器件轮流导通和关断，同时使另一个器件导通，就实现了两个器件之间的换流，电路的环流方式分为180度导通型和120度导通型。
所谓180度导通型是指同一桥臂上、下两管之间互相换流。而120度道通型是指在同一排不同桥臂的左、右两管之间进行的。但180度导通型应该注意防止上、下桥臂的直通。
本设计中，主电路形式选择为电压型PWM型变流器，功率器件选择为IGBT，直流侧电压选择：一般选择为直流电压的大小等于交流线电压峰值的1.5倍。对于380V等级系统，直流侧电压为选择为800V。APF的容量为：
其中E为电网相电压有效值，Ic为补偿电流的有效值。该设计中给出的数据额定线电压为380V，容量为10KVA 则可以计算出额定电流
。
连接电感的选择：可按下式近似取值：
其中为补偿电流指令信号的最大值。为载波周期，取为10KHz，括号里面的值取0.35，结合计算出来的计算得额定电流值，带入上面公式计算得L=0.0067H。
（2）指令电流运算部分
实质上就是谐波电流检测部分，谐波检测的方法很多，早期的模拟法，到后来的傅里叶分析法，还有人工神经网络法，瞬时无功功率理论等，但应用较为广泛的还是瞬时无功功率理论，该理论的产生为有源电力滤波器的发展注入了新鲜的活力。
现在依旧采用瞬时无功功率理论来检测谐波电流。基于瞬时无功功率理论的检测方法中的-变换法的检测框图如下图3：
（3）电流跟踪控制部分
该部分作用是：根据补偿电流指令信号和实际补偿电流之间的差别，得出控制补偿电流发生电路中主电路各个器件通断的PWM信号，控制的结果应保证补偿电流跟踪其指令信号的变化——电流型功率放大器。
目前应用较为广泛的跟踪型PWM控制方式有以下三种方式：滞环比较方式、定周期瞬时值比较方式和三角波比较方式。
这里还是选择比较常用的三角波比较方式。其基本控制框图如图4：
图4 控制系统结构图
其中K多为PI调节器，其参数直接影响着逆变电路的电流跟踪特性。三角波比较方式的基本特点是：
1)硬件电路较为复杂；
2)比例调节控制方式，电流响应稍慢；
3)跟踪误差较大；
4)功率器件的开关频率等于载波频率；
5)输出电流所含谐波少。
（4）直流电压控制
基本思想：通过控制APF与交流电源的能量交换来调节直流电压。
（5）APF控制方式
基本方式包括检测电源侧电流和检测负载侧电流，还有两者结合的混合型控制方式。这里采用检测电源侧电流控制方式。其基本的控制框图如图5[3，4]：
图5 检测电源侧电流控制方式原理图
4.结束语
有源电力滤波器是一种用于动态抑制谐波、补偿无功功率的新型电力电子装置，能对大小和频率都变化的谐波及无功功率进行补偿。和传统的无源滤波器相比，有突出的优点。本文分析了有源电力滤波器的系统结构和工作原理，对其主电路的参数设计给出了理论上的依据。
参考文献
[1]王兆安,杨君,刘进军,王跃编著.谐波抑制和无功功率补偿(第二版)[M].北京:机械工业出版社,2006.
[2]王兆安,黄俊主编.电力电子技术(第四版)[M].北京:机械工业出版社,2005.
[3]肖湘宁编著.电能质量分析与控制[M].北京:机械工业出版社,2005.
[4]陈仲.并联有源电力滤波器实用关键技术的研究[D].浙江大学工学博士论文,2005.
[5]姜齐荣,赵东元,陈建业编著.有源电力滤波器——结构.原理.控制[M].北京:科学出版社,2005.
作者简介：
篇10
[关键词]心音 呼吸音 听诊器
一、概述
1.电子心音听诊器的研究背景与意义。听诊是临床上广泛应用的一种诊断方法,听诊器的发明极大地推动了医学科学的发展。对心音和呼吸音的听诊是心脑血管疾病和呼吸系统疾病主要诊断手段之一。因此临床迫切需要一种准确性高、波形实时显示、能同时听诊心音、简单易用、成本低、体积小的装置,让临床医生在心脏听诊的同时能看到相应信号的波形图,以便对病人的病变做出更加准确的判断,促进心脑血管疾病和呼吸系统疾病的研究和诊治。
2.心音听诊器国内外研究现状。心音信号的分析与研究主要在以下几个方面:①对51(第一心音)和S2(第二心音)的生理病理研究;②对人工心脏瓣膜的无创伤检测;③对心音微弱成分(第三心音和第四心音)的分析研究;④分析心脏杂音的频率变化规律;⑤从一个心动周期中定位提取心音成分;⑥对心音传导机制建模。
在传统的稳态分析方法基础上,增加非平稳信号分析方法。典型的心音时颇分析有短时傅立叶变换、自回归模型、维格纳分布、小波变换等,人们将这些方法应用于第一心音分析、第二心音分析、心杂音分析,做了很多研究工作,取得了很好的成果。
3.心音产生机理和组成。心脏的瓣膜和大血管在血流冲击下形成的振动,以及心脏内血流的加速与减速形成的湍流与涡流及其对心脏瓣膜、心房、室壁的作用所产生的振动,再加上心肌在周期性的心血活动作用下其刚性的迅速增加和减少形成的振动,经过心胸传导系统到达体表形成了体表心音。心音中常包含心内噪音、呼吸噪音、体表噪音和心胸系统传播过程中产生的噪音。
4.本文研究的主要内容。本文对该领域的研究背景、研究现状和发展趋势进行了充分调研,对心音的形成机理进行了深入研究,针对传统听诊器的不足提出了电子心音听诊器的设计思想。
二、电子心音听诊器设计要求
1.心音信号技术指标。心音幅值:30-6OmV;心音频率:20-600HZ;心率:75次/分。
2.电子心音听诊器技术指标。工作环境:温度:+5-+4O℃,相对湿度:
输入方式:心音探头各一个;输出方式:耳机或音响输出,示波器显示;
滤波频响:心音:20-15OHz;放大器增益:心音:100倍以上。
3.系统设计要求。易操作、低功耗、低成本、可靠性、便携性、抗干扰
三、电子心音听诊器内部设计
1.心音探头。(1)驻极体电容式传声器。当声波传到振膜时,膜片发生相应振动,改变了电容器极板之间的距离,使电容量C发生相应的变化,其两端的电压也相应变化。由于R的阻值很大,充电电荷Q来不及变化,这样就把声能转换成了电能。(2)驻极体电容式传声器腔体设计。传声器是心音和呼吸音检测的关键部分之一,其性能直接影响心音和呼吸音信号的提取质量。另一个影响心音和呼吸音信号提取质量的重要因素是传声器与体表的声祸合方式。当用传声器检测心音和呼吸音信号时,传声器与体表皮肤的耦合形式不同,会给测量结果带来不同程度的影响。
本文使用传统听诊器集音腔体,在导音橡皮管末端接驻极体电容式传感器,完成心音探头设计。
2.初级放大模块。从心音呼吸音传声器输出的是非常微弱的交流小信号,根据我们使用的驻极体电容式传声器的敏感度,心音信号的幅值为:30-60mV,这种大小的信号不能满足滤波模块的要求,必须进行信号的放大处理。这里使用的是TI工公司生产的一款运算放大器芯片LM358。
初级放大模块电路。通过电阻、电容和+5V电源传声器供电;电容有两个作用:作为隔直电容,使电容两端直流电压不会相互干扰,二作为耦合电容,交流小信号可以通过电容传送给后面的运算放大器,进行电压放大。
3.滤波模块。心音的频率范围是20-600HZ,主要集中在20-15OHz范围内,信号的主要干扰源之一的工频50Hz在心音的频率范围,所以我们可构造低通-50Hz陷波滤波器网络,截止频率分别是0 Hz和15OHz,中间滤除工频50Hz对心音信号影响不大,20Hz以下基本为直流信号,对心音信号影响也可以忽略,所以不专门设计高通滤波器。
4.再放大模块。在滤波模块后我们又设置了再放大模块,进行信号的再放大处理,不会把一些干扰噪声也同时放大,提高信号的信噪比。
在再放大模块中我们仍然使用运算放大器芯片LM358。
从再放大模块出来的信号可分两路:一路外接示波器进行波形显示,另一路送到功率放大模块驱动耳机。
5.功率放大模块。电子心音听诊器其中一个最重要的功能就是实现对心音的听诊,帮助医生诊断病情。然而心音信号经过再放大模块后,电压幅值己经达到示波显示的要求,但它尚不能驱动耳机发声。必须对信号进行功率放大,才能实现听诊功能。
在这里我们使用NS公司生产的LM386作为集成功放电路, LM386的功能和特性作看参阅相关资料。
6.功率放大电路。可参照一般的功放电路。
四、设计浏览及展望
本论文主要完成电子心音听诊器的硬件设计,包括心音呼吸音探头、初级放大模块、滤波模块、再放大模块和功率放大模块的设计。努力和研究,己经完成了系统的整体设计,达到了预期的目标。
以后还可以在以下几个方面作进一步研究和努力:对该设计进行数字化扩展,包括液晶显示波形,并可以对波形进行存储和回放。其次在本设计中,虽然对心音和呼吸音进行了硬件低通和陷波滤波,消除了部分噪声交叉干扰,但由于心音和噪音之间存在频谱上的重叠,不能用硬件滤波的方法得到纯正的心音和呼吸音信号。有研究者证明,可以用小波和自适应滤波法来减少这种频谱上重叠的干扰。今后需研究并设计出一套比较好的滤波去噪算法,得到相对纯正的心音信号,使听诊更加准确。
参考文献:
[1]单亚娅,赵德安.新型可视电子听诊器的研制.微型机与应用,2005.
