功率放大器范文

导语：如何才能写好一篇功率放大器，这就需要搜集整理更多的资料和文献，欢迎阅读由公务员之家整理的十篇范文，供你借鉴。

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    关键词:功率放大器,集成TDA2030A,OCL

    1引言

    功率放大器简称功放,可以说是各类音响器材中最大的一个家族了,其作用主要是将音源器材输入的较微弱信号进行放大后,产生足够大的电流去推动扬声器进行声音的重放。

    2功率放大器的基本要求

    1)有足够大的输出功率

    2)效率要高

    3)非线性失真小

篇2

【关键词】功率合成;LDMOS功率管;全固态发射机

机载电子设备发射机的性能与新技术、新材料、新器件和新工艺的的发展密切相关，随着新技术、新材料、新器件和新工艺的发展和微波功率放大器性能的不断完善，进一步推动了全固态发射机性能的提高，使机载电子设备发射机向着高性能和高可靠性方向发展。

全固态发射机由多个微波功率放大器直接合成，或在空间合成得到所需要的输出功率，具有工作电压低、可靠性高、维修性好、全寿命周期费用低、机动性好等特点。现已广泛应用在雷达、导航和电子对抗等领域。

1.金属氧化物半导体场效应管

场效应晶体管FET的物理结构是一个整片半导体材料，其电流通路受到外加电压的作用时，只有一种载流子起导电作用，按栅极物理结构不同可分为三种类型：结型场效应晶体管JFET、金属半导体场效应晶体管MESFET和金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET。MOSFET是在金属和半导体之间加入了氧化物作为绝缘层， 金属和半导体材料间有氧化层构成电容，其下有导电沟道，分增强型和扩散型。微波功率MOSFET

是电压控制器件由珊极上的电压来控制导电沟道宽度，因而具有大信号特性好、热稳定性好，允许大面积有源区组合;可不用镇流技术;当稳度上升时，漏极电流会减小等优良特性。MOSFET与双极晶体管相比具有更低的噪声电平输出。目前LDMOSFET器件的工作频率已达4GHz，连续波输出功率已超过200W。

2.L波段高功率放大器工作原理

设计高功率放大器一般按照以下几个原则进行;

（1）选择合适的的晶体管。选择晶体管的原则为工作频率和输出功率，晶体管的截止频率不宜选的过高，高截止频率意味安全值的降低。

（2）确定放大器级数，根据输出功率和输入功率信号的比值计算增益，合理分配各级放大器的增益，并保留一定的余量。

（3）设计阻抗变换电路，查出晶体管在给定的工作频率，电源电压以及输出功率条件下的输入和输出阻抗，根据阻抗变换和谐波抑制的要求，设计输入和输出网络。

（4）选择合适的直流馈电电路。严格按照晶体管手册中推荐的要求确定偏值，因为当工作改变时，晶体管的增益、阻抗都发生变化。

功率放大器的原理;一般分为小信号放大，激励级，输出级三部分。通常情况下功率放大器设计顺序为：先设计输出级，其次激励级，最后小信号放大。

3.L波段高功率放大器的设计

3.1 主要技术指标

工作波段：L波段;输出功率58dBm± 2dB;杂波抑制≥-60dBc;谐波抑制≥-35dBc;输入功率0dBm。

3.2 设计方案

根据技术指标要求，采用三级放大方案;功率放大器有以下，三级放大器均为场效应管，组成全固态放大器;调制放大器为A类小信号线形放大器，激励放大器和输出放大器均为AB类，目的提高功率和增加效率。放大器之间加隔离器或环行器，保证放大器输入输出驻波良好。由于单个功率管的输出功率达不到指标要求，输出放大器采用功率合成技术以满足输出功率要求。

调制放大器和激励放大器选用单片集成功率器件;其工作可靠，使用简单。调制放大器选用HE160放大器，通过12V脉冲电源供电，实现脉冲调制和放大两项功能，场效应管增益为26dB，将信号源送来的0dBm载波信号放大为26dBm;激励放大器将调制放大器送来的脉冲射频信号进行放大，采用NXP公司的功率管BLL6H0514-25，其增益为20dB，输出功率25W。

输出放大器提供最终的射频输出功率，因此它是功率放大器最重要的部分，设计难度很大;LDMOS管具有输出功率高，热稳定型好，功率增益高，频带宽等优点，因此采用NXP公司的LDMOS功率管BLA6H0912-DTS，技术指标如下：工作频率L波段;输出功率500W，增益为17dB，抗失匹配能力强，可靠耐用。当功率管选定后，影响带宽和功率的主要因素就是外部电路，即输入输出匹配电路、馈电电路、功率分配器和功率合成器。详叙如下：

（1）匹配电路。

匹配电路要使用双共轭匹配法，匹配好坏的判断标准是：功率增益是否到位、频率带宽是否到位、输出波形有无失真、高低温功率增益变化大小。功率管的输入和输出阻抗很小，在宽频带内很难匹配，生产厂商提供了经过验证的匹配电路，可供参考。

（2）馈电电路。

通常有四种方式，如图1所示;功率管的馈电电路包括栅极馈电和漏极馈电。

图1 馈电电路

漏极起初采用λ/4波线的馈电方式，在调试时发现，在频率的两端功率和频谱性能不能兼顾，易自激，故将馈电的微带线从靠近匹配电路处割断，而采用图1c）所示的宽带扼流圈进行馈电，即用Ф0.8漆包线在10Ω的功率电阻上饶四圈并联供电，以扩展频带和防止低频震荡。整个频段功率和频谱性能均达到要求。

栅极采用λ/4波线的馈电方式，馈电源采用线形稳压器供电。为维持恒定的稳态电流，栅极电压须随功率管结点温度的变化进行调整，三极管BC847为温度感应器，就近安装在功率管旁边;电阻单位为Ω;温度在0℃～100℃变化时，Vgs=2.2V±0.7V。

（3）功率分配器和功率合成器

BLA6H0912-DTS输出功率达500W，为满足高低温正常工作，高可靠性使用的目的。采用降额设计法，使每只功率管的输出功率为350W，由于单个功率管的功率达不到要求，所以采用功率合成的方法得到的射频脉冲功率为700W。功率分配器和功率合成器采用广泛使用的Wilkinson二功分器。

4.测试结果

将各放大器和微波介质基板用微封装技术进行组装，功率管对接地要求很高，在装配时散热槽尽量保持平整，必要时用砂纸打磨，并在散热槽内涂敷导电胶，然后用螺钉将功率管紧固在散热槽内。在结构上根据信号流向，三级放大器各放一个腔体内，腔体之间通过微带电容连接，电源通过穿芯电容供应;三个腔体加有盖板以防泄露;实现了一个小型化的功率放大器的制作。外型尺寸为280mmx150mmx30mm，重量为1.5Kg。

通过测试，功率放大器技术指标如下：体积280x150x30mm3;输出功率58dBm±2dB;杂波抑制≥65dBc;谐波抑制≥45dBc;达到或超过系统技术指标，满足机载整机设备的要求。

5.结束语

文中介绍了L波段高功率放大器的设计原理和具体实现方法，该设计具有电路简洁结构紧凑工作可靠的特点，目前在某型机载导航设备中得到了应用，效果良好。

参考文献

[1]陈邦嫒.射频通信电路[M].北京：科学出版社，2002.

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关键词：功放 非线性 功率回退 前馈

中图分类号：TN722 文献标识码：A 文章编号：1672-3791（2014）04（c）-0001-01

功率放大器是现代通信中一个重要的元件，现代通信系统趋向于使用线性调制方式，这就要求射频系统具有很好的线性特性，因此，对功放的输出进行线性化成为现代通信中一个重要的课题。

功率放大器的非线性分析。

设功放的输入与输出关系如下：

（1）

式中，是输入电压的瞬时值，是输出电压的瞬时值。若该函数的各阶导数都存在，可把上式进行幂级数展开：

（2）

设，将其带入上式可得：

（3）

设A=B且与很接进，那么高阶分量的幅度随阶数增加而迅速下降，可忽略其影响；、、和离通频带较远，可用滤波器滤除，而三阶交调失真频率和与基频会很接近，难以用滤波器进行滤除，这是设计功放时要重点考虑的问题。

（1）功放的线性化技术。

功放的线性化技术除功率回退技术外，可分为两类，其一是获取功放的非线性特性进而来消除功放输出信号中的非线性成分，如前馈技术；其二是给功放输入恒定幅度的信号来避免功放的非线性失真，如EE&R技术。下面将分别阐述。

（2）功率回退技术。

功率回退技术是选用功率较大的管子让其工作在小功率状态。图1是功放基波与三阶交调特性曲线，当Pin超过Pin（1dB）以后，继续增加输入功率，输出功率虽然会略有增加，但三阶交调会急剧恶化，Pin每增加1dB，IMD3就会恶化2 dB：而如果从Pin（1 dB）每回退1 dB，IMD3可以改善2 dB，但是当功率回退到某种程度，继续回退将不再改善功放的线性度。

1 这项技术的缺点

效率低，常用于对线性度要求不高的场合。

（1）前馈技术。

如图2所示，主功放输出信号耦合到下支路，被放大的基波信号经过衰减后跟经过延迟的输入信号时等幅、反相的，经过叠加后获得失真信号。失真信号在失真消除回路中被线性放大，经过输出耦合器和主功放输出的失真信号进行等幅、反相的叠加，从而消除了失真分量，只剩下被线性放大的信号。前馈系统可以很好的改善功放的非线性，但系统复杂，成本高。

（2）EE&R技术。

其中输入的中频信号经过包络检测器与限幅器，从而得到幅度形式与相位形式的信号。其中恒定包络的信号经过混频器变频为射频信号，通过非线性射频功放输出。另一路中频的包络信号调制供给电压信号，之后得到的调制信号用来控制功放。

综上所述：单一的线性化技术总会存在一定的不足，在工程实践中可以融合借鉴各种线性化技术，如前馈技术的信号消除环路中就经常用到预失真技术，而预失真技术中也常常加入了反馈的思想。

2 结语

以上分析了功放的非线性特性，阐述了几种常用的线性化技术：功率回退、前馈与EE&R技术，给出了各自的工作原理及优缺点，以便于射频功放的设计者参考。

参考文献

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关键词：射频 功率放大器 电路设计 无线通信 设计

中图分类号：TN92 文献标识码：A 文章编号：1672-3791（2014）04（c）-0087-02

在无线通信技术领域中，GaN高电子迁移率晶体管作为最新的半导体功率器件，由于其本身具有宽禁带以及击穿场强高、功率密度高等特征优势，在高频以及高功率的功率器件中具有较为突出的适用性，在电子信息系统性能提升方面具有较为明显和突出的作用优势，在无线通信技术领域的应用比较广泛。针对这一情况，本文在进行射频功率放大器及其电路的设计中，专门采用ADS仿真软件对于射频功率放大器及其电路的设计进行研究分析，并对于仿真设计实现的射频功率放大器在无线通信技术领域中的应用和参数设置进行分析论述，以提高射频功率放大器的设计水平，促进在无线通信技术领域中的推广应用。

1 射频功率放大器的结构原理分析

结合功率放大器在无线通信系统中的功能作用以及对于无线通信技术的影响，在进行射频功率放大器的设计中，结合要进行设计实现的射频功率放大器的工作频带以及输出功率等特点要求，以满足射频功率放大器的设计与应用要求。在进行本文中的射频功率放大器设计中，主要通过分级设计与级联设置的方式，首先进行射频功率放大器的功率放大级以及驱动级设计实现，最终通过电路设计对于射频功率放大器的两个不同级进行连接，以在无线通信中实现其作用功能的发挥，完成对于射频功率放大器的设计。需要注意的是，在进行射频功率放大器的功率放大级结构模块设计中，主要应用GaN高电子迁移率晶体管进行射频功率放大器功率放大级结构模块的设计实现，同时在功率放大级结构模块的电路设计中，注重对于输出功率保障的设计；其次，在进行射频功率放大器的驱动级结构模块设计中，以C波段的功率放大模块设置为主，电路设计则以增益提升设计为主，并对于增益平坦度和输出输入驻波进行保障。如图1所示，即为射频功率放大器的功率放大级模块设计示意图。

2 射频功率放大器及其电路的设计分析

结合上述对于射频功率放大器的结构原理分析，在进行射频功率放大器的设计中，主要包括射频功率放大器的功率放大级设计和驱动级水，此外，对于射频功率放大器电路的设计，也需要结合两个结构模块的实际需求进行设计实现的。

2.1 射频功率放大器的功率放大级模块设计

在进行射频功率放大器的功率放大级模块设计中，主要采用GaN高电子迁移率晶体管进行该结构模块的设计实现，需要注意的是，在应用GaN高电子迁移率晶体管进行该结构模块的设计实现中，由于GaN高电子迁移率晶体管目前还不具有较大的信号模型，因此，在进行该结构模块设计中，注意结合实际设计需求进行选择应用。在进行射频功率放大器的功率放大级结构模块设计中，通过直流偏置仿真设计对于氮化镓管子的静态工作点进行确定，也就是实现氮化镓管子的漏极电流以及漏极偏置电压、栅极偏置电压等参数的确定，在对于上述氮化镓管子静态工作点进行确定后，通过ADS仿真软件实现场效应管直流的仿真设计，同时注意在仿真设计中进行二端口模型的添加，并结合上述GaN高电子迁移率晶体管的信号模型情况，进行S参数信号的编辑导入，同时进行直流偏置仿真控件的加入，进行相关数值的确定，以实现射频功率放大器的功率放大级设计。

此外，在进行射频功率放大器功率放大级负载阻抗的设计中，根据相关理论，在负载阻抗与网络匹配良好的情况下，负载阻抗的共轭复数与网络的输出阻抗值是相同的，因此，就可以通过计算对于射频功率放大器功率放大级负载阻抗值进行分析得出，实际上也就是它的共轭复数值。同时，在进行功率放大级设计中，结合封装参数输出端的阻抗模型，设计中为了实现场效应管输出电路匹配的优化，以为输出电路进行准确的负载阻抗提供，还需要在设计过程中将场效应管的封装参数在输出匹配电路中进行设计体现，因此就需要对于Cds参数值进行求取。

最后，在射频功率放大器功率放大级设计中，偏置电路主要是用于将直流供电结构模块中所提供的电压附加在功率放大器的栅极与漏极中，并实现射频信号以及滤波的隔离和电路稳定实现。在进行功率放大级的电路设计中，注意使用ADS软件工具对于微带线尺寸进行计算，病毒与全匹配电路进行微带线设计，同时通过栅极偏置电路与漏极馈电电路，以实现功率放大级的电路设计。此外，在进行功率放大级模块设计中，还应注意对于模块中的任意功率放大芯片，都需要进行相关的稳定性分析，以避免对于射频功率放大器的作用性能产生影响。

2.2 射频功率放大器的驱动级模块设计

在进行射频功率放大器的驱动级模块设计中，主要通过C波段功率放大模块进行该结构模块的设计应用。其中，在对于驱动级模块的参数设置中，对于输出、输入参数均以内匹配方式进行匹配获取。对于射频功率放大器的驱动级设计来讲，进行功率放大模块偏置电路的合理设计，是该部分设计的关键内容。

最后，在进行射频功率放大器的电路设计中，在进行功率放大模块电路设计中，GaN HEMT结构部分需要进行栅压的增加设置，并且需要注意栅压多为负压，在此基础上还需要进行漏压增加设置。值得注意的是，在进行射频功率放大器的偏置电路设计断开同时，对于栅压和漏压的断开顺序刚好相反，以避免对于功放管造成损坏。

3 结语

总之，射频功率放大器作为无线通信技术领域的重要器件，对于无线通信技术的发展以及通信质量提升都有重要作用和影响，进行射频功率放大器及其电路的设计分析，具有积极作用和价值意义。

参考文献

[1] 沈明，耿波，于沛玲.一种射频大功率放大器电源偏置电路设计方法[J].中国科学院研究生院学报，2006（1）.

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【关键词】高频功率放大器；电子管；直通；反作用；中和；调整方法

1.前言

以真空电子管为核心放大器件的大功率高频功率放大器，理论上电子管栅极电压对阴极的控制作用，完全是通过栅极电压所产生的电场对阴极发射出的电子加速作用而实现的，但实际上由于电子管极间电容的存在，尤其是板极和栅极之间的极间电容，使电子管的栅极回路和板极回路互相耦合，引起高频功放电路直通和反作用的不良影响，从而引起高频功放工作不稳定。板栅极间电容对高频功放电路的影响程度与放大器使用频率有关。在长波发射机中，由于频率低，板栅极间电容的影响可以忽略不计；对中波机来说就要考虑其影响，对于短波机特别是超短波发射机来说，不但要考虑极间电容的影响，还要考虑引线电感的影响，这主要是随着工作频率的升高，极间电容容抗会随之变小，而引线电感的感抗会随之产生且逐渐变大。所以，在实际工作中，必须采取有效的措施，采用中和电路的方式，消除电子管极间电容及线路引线等效电感对高频功放的危害，使高频功率放大器安全、稳定的运行。

2.极间电容所产生的不良影响

2.1 直通作用

如图1-1（a）所示为电子管共阴电路，电路中除有用的激励电压Ug和板极谐振回路外，还有元件结构性引起的极间电容，板极和栅极之间的板栅极间电容Cag，板极和阴极之间的板阴极间电容Cak，栅极和阴极之间的栅阴极间电容Cgk等寄生参量。Cak、Cgk可分别合并为输入和输出回路，而Cag跨接在两个回路之间，这样激励信号产生的高频电流的一部分通过Cag直接送到了板极回路，在谐振回路两端产生压降，等效电路如图1-1（b）所示，其工作频率越高，则影响越大，这个现象就叫直通。

直通作用所造成的不良影响是，当电子管的板极电流截止时，由于直通的存使激励信号产生的高频电流的一部分会通过Cag直接送到了板极回路，使板极回路的电流不能完全的截止，当有调幅时，得不到100%的调幅，造成调幅信号的失真，同时也增加了激励信号的功率消耗。

2.2 反作用

在探讨电子管极间电容对高频功放电路的反作用之前，首先对电子管高频功率放大器典型的、被广泛使用的电路形式进行一下说明，电子管高频功率放大器以电子管的阴极作为高频公共点，信号被送到栅极和阴极之间，从板极和阴极之间输出，以谐振回路作为负载，工作在丙类（效率高）状态，具有较高功率增益，板极谐振回路形式多用并联谐振回路。高频功率放大器要实现最大功率值输出，就是主要完成板极回路电容、电感的调谐，满足其并联谐振的条件。在回路谐振时，电路中的电压、电流参量有如下特征：栅压和板压反相1800；板流直流分量和栅流直流分流量变化相反，板流直流分量最小与栅流直流分流量最大值应同时出现。

下面我们就探讨电子管极间电容对高频功放电路的反作用，反作用就是板极电流的一部分通过Cag反馈到本级栅极回路，引起输入回路阻抗变化而失谐的影响。

如图1-1（a）所示，反作用电流为，反作用电流对激励电压的影响可用导纳来表示，即。由于在谐振时，栅极回路电压与板极回路的相角差为零，故有。这说明反作用是输入导纳变成容性，输入电容的数值为，它使放大器的输入阻抗变化，且因起前级板极回路失谐，工作不稳定。对于本级板流来说，因栅极失谐，使谐振时板流的最小值和栅流的最大值不同时出现。这就是电子管极间电容对高频功放电路的反作用。

除了电子管极间电容，板极和栅极之间还会存在其他的杂散耦合，还有板极、栅极元件布局，各槽路间高电位和低电位之间，也都会产生类似极间电容那样的寄生耦合。

3.消除极间电容不良影响的方法

电子管的极间电容，放大器各级和板、栅极之间产生寄生耦合，都会因直通和反作用影响高频功率放大器的稳定工作。而消除此不良影响的方法有以下几种：

采取中和电路。就是在原电路中加入另外一个电路，其作用与Cag作用相反，以抵消其对电路所产生的影响。

选用隔离效果更好的四、五极是电子管。虽然Cag不大，但还是可能产生不稳定现象，所以也必须加中和电路。

采用倍频法。由于倍频器的栅极和板极回路的谐振频率相差很远，因此，直通和反作用将大为减弱。但此法应用有限，一般仅在激励器中使用。

采用栅极接地电路，即栅地电路。在这种电路中，板栅极间电容不再是板极电路和栅极电路的主要耦合元件，耦合元件是板极和阴极之间的极间电容。因为栅地电路的这个优点，故被广泛应用。但即使板阴极间电容很小，但在工作频率很高时，有时还是需要针对板阴极间电容而加中和电路。

4.中和电路的调整

为了高频功率放大器设备的安全，消除电子管极间电容及线路引线等效电感的危害，特别是大、中型的高功放发射机，在调试时，必须首先调整好中和电路后，然后才能加板压，使高频功率放大器工作。

在实际工作中，由于制造、安装和电子管参量误差等原因，实际的极间电容，中和电容，引线电感等数值，不可能是一个定值。因而中和元件一般都做成可以调整的，以便按照实际情况进行适当调整。一般的方法是，首先从消除直通开始，然后在消除反作用。

下面介绍几种调整中和的方法。

4.1 栅流凹落中和法

调整时利用放大器本身的栅流表作为指示器，不加板压，开启灯丝，加适当的激励电压。观察栅流表，调谐板极回路，若电路中中和不完善，则栅流表的变化如图3-1。

原理：当板极回路调谐到栅极激励电压频率时，由直通效应送到板极回路的功率最大，结果使前级板极回路（本级的栅极回路）的电压最小，因而使激励电压减小。因为栅极电流与栅极激励电压成比例的，所以在调整板极回路时，有栅流凹陷，且在谐振点最小。

调整方法：调整中和电容，使栅流慢慢回升，同时必须保持前级回路处于谐振状态，如此反复调整，直到完全消除直通。即在谐振点附近调整板极回路，栅流不再变动。为什么要反复调整呢？因为中和电容的引入，其阻抗构成前级板极回路的一部分，因此在调整中和电容的同时，前级板极回路也就发生了失谐变化，所以在调整中和电容消除直通作用的同时，必须得同时调整前级板极回路的其它调谐元件，使前级始终处于谐振状态，即调整前级板级回路，使栅流始终处于最大点。

4.2 观测板极槽路电压法

原理：理论上讲在功率放大器电路中直通被抵消后，不加板压的中和级功率放大器，板极槽路中应该没有高频电压存在。所以实际中可以用多种方法对这个高频电压进行监测，调整中和电容，使高频电压监测指示最小，此时中和电容器值就是中和点，这样就认为中和被调好了。

方法：在功率放大器板极槽路两端接示波器或高频电压表作为监测仪器，加激励电压，灯丝电压可加可不加，不加板压。

先将中和电容减到最小，调谐板极槽路，使监测有明显的高频电压指示，再逐渐增加中和电容，观测高频电压指示，直到高频电压指示最小。和上一方法一样，当中和电容的调整影响前级板极回路谐振时，必须反复调整前级板极回路调谐元件使其始终处于谐振状态。

4.3 板栅流反向检查法

按照上述两种方法消除了直通现象以后，为更细致的检查中和是否完善，应进一步检查是否还存在反作用。

原理：理论上讲，在中和良好的高频功率放大器电路中，电子管板极回路处于谐振状态，回路电压达最大值，而电子管板压为最小值，栅极电压达最大值，故板流最小值和栅流最大值应该同时出现如图3-2。如果存在反作用，栅极的输入阻抗将随反作用电流而变化，使前级工作状态发生变化，因此调谐板极回路时，板流最小值和栅流最大值不同时出现。

方法：功率放大器电路加上正常的板压、栅压和激励电压，在调谐点附近转动板极回路电容，同时观察板流和栅流的情况，板流最小值和栅流最大值不同时出现，则应重新调整中和电容，直到其两者同时出现。

5.结束语

电子管由于其结构性极间电容的存在，在以其为核心放大元件的高频功率放大器中，必然产生着寄生耦合，引起放大器的不稳定工作。引入中和电路，能有效的消除了极间电容造成的不良影响，从而使高频功率放大器正常稳定的工作。

参考文献

[1]张肃文，陆兆熊.高频电子线路[M].北京：高等教育出版社，2000，9.

[2]方建邦，宁帆，高立.通信电子电路基础[M].北京：人民邮电出版社，2000，5.

[3]张学田.广播电视手册[M].北京：国防工业出版社， 2000，6.

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关键词:数字幅频均衡 FIR滤波器 互补推挽放大器

中图分类号: TQ153文献标识码:A 文章编号:1007-3973 (2010) 03-083-02

1方案设计

1.1幅频均衡算法的设计

采用线性滤波器。相对于自适应滤波器而言,以无限冲击响应(IIR)和有限冲击响应(FIR)为代表的数字滤波器属于经典滤波器,它滤波的频率是固定的,不随时间变化。设计时需要知道输入信号的特性,并据此设计滤波器的参数,确定幅频均衡电路的输出特性。有限冲激响应FIR滤波器在整个频率范围内均可提供精确的线性相位,而且总是可以独立于滤波器的系数保持BIBO稳定,因此将FIR滤波器作为设计首选。

1.2功率放大电路的设计

采用互补推挽放大电路。互补推挽放大电路由两个极性相反的MOS管组成,音频输入信号作用于两管的基极。当信号处于正半周时,NMOS管工作在导通状态,输出正半周信号,而PMOS管处于截止状态;当信号变化到负半周后,原先导通的NMOS管截止,而原先截止的PMOS管进入导通状态,信号由PMOS管输出。最后信号在负载上合并为一个完整周期波形。推挽电路的效率优于70%,但是要求两个MOS管放大性能相近,否则将出现明显失真。

1.3系统总体设计方案

本系统由前置信号放大电路、带阻网络、包含A/D、D/A和FPGA的幅频均衡器和功率放大电路组成,其总体框图如图1所示。系统工作时,输入信号首先由前置信号放大电路放大,再经过带阻网络对固定频点的信号进行衰减,然后信号进入幅频均衡器,均衡器的A/D对模拟信号采样,之后用FPGA对采样数据进行数字处理,实现幅频均衡,最后由D/A将数字信号转为模拟信号。末级功率放大电路对输出信号进行功率放大,并输出至负载。

2理论分析及参数计算

2.1前置放大电路的设计与计算

前置放大电路要求在输入信号vi的电压有效值小于10mV时,放大倍数不小于400倍。题目要求增益固定,因此直接采用OPA211和OPA604级联放大。OPA211是TI公司的一款低噪声( )、低功耗、精密运算放大器,当G=100时,GBW=80MHz;OPA604是TI公司的一款低失真(0.0003% 在1kHz),低噪声的运算放大器,GBW=20MHz。OPA211构成511倍前级同向放大器,OPA604构成2倍放大电路,因此总增益为1022倍,输出端接600 电阻,满足输出阻抗要求。经测试,该电路在20Hz~20kHz范围内信噪比大于50dB,性能优越。

2.2功率放大电路的设计与计算

功率放大电路采用互补推挽的形式。前级运放采用AD811,这是一款宽带,低噪声、低失真、高摆率的运算放大器,用其隔离前后级电路,同时将信号放大2倍。并将AD811的输出信号驱动两个极性相反的MOS管,当信号正负变化时,两个MOS管轮流导通,最后输出完整的波形。调整电位器的阻值,改变MOS管驱动电压和静态工作点,使输出信号最佳。

3数字幅频均衡电路的设计

数字幅频均衡器将带阻网络的输出信号量化采样后,对数字信号进行幅频均衡,补偿带阻网络的衰减,再将处理后的信号经过D/A后转为模拟信号,当以10kHz输出信号幅度为基准时,使20Hz~20kHz以内的电压波动幅度小于.5dB。

数字幅频均衡电路的核心器件为FPGA,并需要A/D,D/A对信号采样和转换。前级带阻网络的输出信号波动大于10dB,所以A/D的输入范围要大,位数尽量高,以满足数字滤波器的精度要求。根据奈奎斯特定理,采样率至少为40kHz,但采样率太大会使数字滤波器的阶数很高,所以实际采样率设为100kHz,每周期至少采5个点。用LTC1606作为采样A/D,该芯片是16-Bit,最大采用率为250ksps的高精度模数转换器,其电压输入范围为0V,功耗只有75mW。D/A同样要求位数尽量高,使重建后的波形逼近真实信号。且速度至少大于40ksps。

4数字处理算法的设计

记理想状态下带阻网络(bandstop)的传输函数为 Hbs( )。实际的测量得到的带阻网络特性曲线H’bs( )如图5,在10kHz时信号衰减为-9.8dB,在700Hz处衰减为-21.2dB,差值为11.4dB。但实际电路使用的元件并非理想值,参数的变化改变了带阻网络的传输特性,使实际电路的幅频特性 | H’bs( )|与理论值|Hbs( )|存在一定差距。

数字均衡器作为一种反向补偿电路,它的频率响应与前级带阻网络的频率特性相反,补偿后的频率响应稳定不变,其频率响应Hbp( )实际上类似一个带通网络(bandpass),且满足

| H’bs ( )||Hbp( )|=k(k为常数,此处设k=1)(1)

当|Hbp( )|满足(1)式时,就能保证带阻网络和幅频均衡器组成的网络在通带范围内的幅频曲线保持平坦,如图1所示,幅频均衡电路补偿了带阻网络的衰减。

图1带阻网络幅频特性

但带阻网络实际的传输函数H’sp(r)非理想值,无法用简单的方程表示,所以在得到带阻网络幅频曲线的部分抽样点后,利用MATLAB,由|Hbp(r)|=1/| H’sp(r)|,得到均衡器幅频特性Hbp(r)部分离散点,如图5所示,再使用MATLAB的曲线拟合工具箱cftool,就能得到近似的Hbp(r)曲线。

当确定了幅频均衡电路的幅频特性曲线后,该曲线即为FIR滤波器的幅频响应。一般的FIR滤波器的系统函数为:

(3)

根据FPGA的资源与实际的幅频特性,设计为1500阶的FIR滤波器,该滤波器占用43个M4K单元,带内最大波动小于为.25dB,现有的EP1C12Q240C8 FPGA的资源足够。

使用MATLAB的firpm函数得到其系数。firpm函数采用Parks-McClellan算法来计算最优滤波器的系数。 Parks-McClellan算法应用切比雪夫定理和remez迭代算法,通过加权切比雪夫算法,设计FIR滤波器,并利用remez算法,使设计的滤波器与理想滤波器之间的加权误差最小。该函数返回值为相应的的最优等波纹滤波器的系数。

由于A/D的有效位数为16Bit,所以FIR滤波器的系数也设置为16Bit,据此设计的乘累加寄存器共有33位,最高位为符号位。再将得到的系数代入FPGA冲激响应h[n]中,并与输入信号卷积即得到均衡后的信号。

5 系统总体电路和软件的设计

前置信号放大电路采用OPA211和OPA604对输入信号进行固定增益放大,放大总增益为1022倍,电路的-1dB带宽可达20Hz~20kHz,信噪比优于50dB。带阻网络根据题目提供的电路搭建,在以10kHz输出的正弦信号幅度为基准时,在700Hz的频率点达到-11.4dB的最大衰减,超过了题目要求。数字幅频均衡器由FPGA构成的最小系统、A/D、D/A三部分组成。模数转换器LTC1606采集到数字信号后,送入FPGA内的幅频均衡模块进行数字信号处理,其中,幅频均衡模块为一个1500阶的FIR滤波器,时域信号在FPGA内做卷积运算,计算结果由数模转换器DAC904再转为模拟信号输出,完成幅频均衡功能。最后一级电路为功率放大模块,该功率放大模块采用互补推挽放大电路,使用运放和外部分立的MOS驱动管搭建,当负载为8R电阻时,效率为65%,输出功率为13W。

参考文献:

[1]黄根春.电子设计教程[M].电子工业出版社,2007.

[2]夏宇闻.Verilog数字系统设计教程[M].北京航空航天大学出 版社.

[3]马忠梅.单片机的C语言应用程序设计(第三版)[M].北京 航空航天大学出版社,2004.

篇7

内部结构及引脚功能

AD1990/92/94/96芯片内部结构框图如图1所示。

AD1990/92/94和AD1996分别采用64引脚LFCSP和36引脚PSOP封装，其中64引脚LFCSP封装的引脚排列如图2所示。

表1为AD1990/92/94/96的引脚功能。

主要性能与特点

AD1990/92/94/96采用低成本DMOS工艺制作，具有以下几方面的性能与特点：（1）集成了带有立体声∑调制器的功率级，∑调制器接受1Vrms的输入信号产生一个开关信号去直接驱动扬声器，功率级由4对MOSFET组成两个H桥，每个MOSFET的导通态电阻RDS（ON）

应用电路

AD1990/92/94/96在立体声应用中的电路如图3所示。

左/右通道的模拟信号（峰值约为1.25V）分别从IC的AINL和AINR脚输入。IC内部放大器将输入信号偏置到参考电平。

AD1990/92/94/96应由256fs（fs为采样率）的时钟驱动。连接在脚CLKI与CLKO之间的晶体（XTAL）用作时钟源。

为使IC正常工作并避免可能的闭锁，应该在脚和保持低电平时加电。一旦电源电压稳定，可以使脚为高电平，脚为高电平。

AD1990/92/94/96每个通道的输出级是一个H桥电路，如图4所示。

在H桥（即全桥）配置中，当一个对角线上的两只MOSFET导通时，另一个对角线上的两只MOSFET截止。IC输出脚（OUTx+和OUTx-）外部连接的肖特基二极管（D1、D2和D3、D4），用作减小高端和低端MOSFET之间非交叠（即死区）时间期间的功率损耗。

IC脚NFx+及NFx-上的电阻分压器（R1与R2及R3与R4）用作设置芯片内部调制器增益（Gain）,Gain=（R1+R2）/R2=(R3+R4)/R4。

调制器增益的选择，应保证在1Vrms的输入信号下，输出信号峰-峰值不超过0.9PVDD。

AD1990/92/94/96内的PGA有4种不同的增益设置，具体数值如表2所列。

当芯片结温超过130℃时，在脚上输出热告警信号。当芯片温度达150℃以上时，芯片被关闭。如果结温降至120℃以下，IC恢复正常工作。

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关键词：固态功率放大器；电视发射机；维修

随着电子科技技术和射频半导体技术的不断发展，大功率场效应管在制造技术的不断突破，固态功率放大器技术不断日趋完善和成熟。其具有性能、线性、结构、供电，维护等方面具有明显的优势，因此，固态功率放大器已成为当今发射机为主的主流发射设备，在广播、电视、通讯等相关发射领域中得到了广泛应用。

近年来，许多电视发射台已完成全固态发射机替代电子管发射机的更新换代工作。全固态发射机的广泛使用，给发射设备的检修与维护提出了新的要求。由于全固态电视发射机功放单元和供电单元采用了积木化、冗余化设计，当某个电源或功放出现故障时，其他功放仍能正常工作，不会造成停播；双激励器配置，可实现主/备激励器的自动和人工切换；状态指示、故障告警保护功能完善，工作稳定可靠等优点，使得全固态电视发射机已成为无线覆盖工程的主导机型。这就决定了电视发射机的维护理念和维护方式发生了改变，使得发射机功率放大模块成为发射机主要的维护对象。固态功放的结构和特点随着射频半导体技术的发展，固态功放技术日趋成熟。与真空管放大器比较，固态放大器具有稳定性好、可靠性高、寿命长、能耗低、维护便利等优点。因此，固态放大器在电子传输领域得到了广泛应用，并成为一种新的发展趋势。固态高功率放大器通常由输入单元、输出单元、功放模块、微处理器监控系统、电源组件和冷却系统等电路构成。功率放大器的主要部件“功放模块”则由多个 LDMOS 或 VDMOS 场效应管并联组成， 该类场效应管采用横向或（纵向）扩散金属氧化半导体技术，属电压控制器件，热稳定性好，但热传导性差，击穿电压较低，因此输出功率受到一定的限制，使用中为使功放获得较大输出功率，通常采用功率合成技术。由多个功放管进行功率合成达到所需输出功率、其中个别功放管的损坏，输出功率会减少，但不影响放大器继续工作。衡量一个高功率放大器的性能，主要有线性、非线性、增益、效率和可靠性等指标。其中非线性将产生载波频率的谐波，导致信道内外出现互调干扰，引起信号畸变，因此，提高固态功放的线性尤为重要。固态高功放中采用的晶体管通常有三种形式，即双极性晶体管、 MOSFET场效应管和LDMOS场效应管。双极性晶体管技术相对成熟，但温度稳定性差， 难以承受数字电视广播的高线性要求。MOSFET场效应管具有负温度系数特性，无须另加温补电路，但易引发载波寄生相位调制。为求得效率和线性的平衡，晶体管通常工作在 AB 类， 其非线性是不可避免的。随着电子科技技术和射频半导体技术的不断发展，大功率场效应管在制造技术的不断突破，近年来，飞利浦等公司相继开发出横向扩散金属氧化半导体硅场效应管（LDMOS） ，经 UHF 电视发射机使用证实，其线性和效率优于双极性晶体管、MOSFET 管，特别适合数字电视放大。即使被偏置在 AB 类，其性能仍接近 A 类放大特性，由于 LDMOS 场效应管的优异性能，使其成为 UHF 波段新型固态发射机的基础。VHF 波段功放单元功放管一般采用 VDMOS 场效应管 BLF278，UHF 波段功放单元采用横向扩散金属氧化半导体硅场效应管（LDMOS）BLF861A。

MOS 管的更换方法和注意事项 ：

由于 MOS 型场效应管制造工艺中绝缘层很薄，所以栅极和衬底易感应电荷，由栅极、绝缘层和衬底组成的电容器容量很小，感应电荷将在绝缘层上产生很大的电压，易导致场效应管绝缘层被击穿，以致损坏管子，所以在使用、保存，更换 MOS 管时必须采取防静电措施。因为大功率 MOS 管目前仍是一种较昂贵的器件，每只管子的价格在一千元左右，因此，掌握大功率场效应管的维护和更换，避免场 效应管的人为损坏，对缩短维修时间，降低维护成本都有积极、现实的意义。

操作规程如下： （1）在焊接 MOS 管时必须在防静电工作台上进行，操作人员应通过接地将自身静电放掉并带橡胶手套或佩戴接地的金属手环。（2）手拿 MOS 管时不得接触 MOS 管的极片，可拿 MOS 管的陶瓷部分。（3）焊接 MOS 管的烙铁一定要接地，如无良好接地，可以拔掉烙铁电源插头后进行焊接。（4）拆卸 MOS 管时，先拆除固定螺钉，再用 50W 接地烙铁或吸锡器吸掉极片周围的焊锡，烙铁与管极的接触时间每次应小于 5S。（5）拆卸和安装时管脚的焊接顺序为：拆卸时，按先 D（漏）极再 G（栅）极后 S（源）极顺序焊开，安装时按先 S 极再 G 极后 D 极顺序焊接。（6）安装 MOS 管前先用干酒精棉球擦干净安装面。在 MOS 管的法兰底面加上薄薄一层导热硅脂，以改善散热效果。导热硅脂不能多， 多了反而会降低散热效果。管子放平整后，安装紧固螺钉。（7）场效应管更换焊接完成后，再用三用表测量管子的 GD 和 GS 极间电阻，确认功放模块上的两对管子各极间阻值彼此接近，数值正常。至此 MOS 管更换基本成功，可以接到发射机上通电，试机时要逐渐加大功率，直至正常。4、大功率场效应管好坏的判定 （1）在没有专用检测仪器的情况下，准确判定较为困难，但是可以用电阻法对其各极对地电阻进行测试， 并与正常值进行比较来做大致的判断，上机后再用电压法做进一步的判断，就比较准确了。如果测试可疑组件管脚对地电阻时，差值明显，可将该器件拆下来检查判断其好坏。电阻法是维修工作的常用方法，只要根据检测原理灵活运用，许多故障是完全可以通过这种方式来判定清楚的。图 1、图 2 分别是 BLF861A 与 BLF278 的外形图。表 1 列出了管脚与电极的对应关系。（2）用 MF500-B 型万用表测量电阻时，黑表笔接源极 S（地），红表笔分别接各管脚，三用表置于 10Ω 档，表2和表3列出来 BLF861A 与 BLF278 管的参考值。（3）值得指出的是：BLF861A 的漏极 1 与漏极 2 之间本身是短路的。不要误以为它们之间短路了，就认为管子已经损坏了。BLF278 的漏极 1 与漏极 2 之间是开路的，它们之间短路了，则表明管子内部已经存在问题。通常情况下，用三用表测试场效应管的栅极与源极之间的电阻为 0 时，该管的 G-S（栅源极间）极间内部已击穿。

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关键词：Doherty; 二次谐波注入; 线性指标; 功率附加效率; 功率放大器

中图分类号：TN722-34文献标识码：A

文章编号：1004-373X(2011)01-0179-03

Doherty Power Amplifier Based on Second Harmonic Injection

ZENG Rong, ZHOU Jie

(Institute of Electronic Engineering, China Academy of Engineering Physics, Mianyang 621900, China)

Abstract： The key problem that the traditional Doherty power amplifier's linearity index may turn to worse after efficiency improvement is analysed and discussed. A novel Doherty structure based on second harmonic injection (SHI) is presented. A Doherty power amplifier is designed based on ADS simulation model of GaN power device CGH21240. The efficiency of the amplifier is higher than 47% when the output power is more than 50 dBm. That is, the efficiency is increased by about 15% in comparison with the balance AB amplifier. The third order IMD is lower than -30 dBc when the output power is 53 dBm, and is increased by about 10dBc in comparison with the amplifier which has no SHI when the output power is 50dBm. The structure of this amplifier is simple. Both efficiency and linearity of the amplifier are improved at the same time.

Keywords： Doherty; second harmonic injection; linearity index; power added efficiency (PAE); power amplifier

0 引 言

射频功率放大器广泛用于各种无线发射设备中。效率和线性是功率放大器两个最重要的指标。设计线性高效率的功率放大器，是目前该领域研究的热点和难点。Doherty放大器是目前提高功率放大器效率中最有效和最广泛使用的技术。该放大器能够显著地提高功率回退后的效率。但是，传统的Doherty功放在效率和线性上无法同时兼顾,需要与专用的线性化技术相结合，以获得尽量大的效率提高和线性改善。但是这些结构难免比较复杂，实现也比较困难。针对以上问题，提出了一种基于二次谐波注入的Doherty结构，仿真结果验证了该结构的优越性能。

1 Doherty功率放大器设计

关于Doherty的基本工作原理，在文献［1］中有详细描述。在具体实现Doherty结构时，为了得到尽量大的效率改善，设计关键点主要有［2-3］：

(1) 辅助功放的栅极偏置电压。该电压决定辅助功放的开启门限，该开启点也就是理论上效率第一次达到最大的点。

(2) 输出端补偿线。辅助功放在截止时，其输出端应该表现为开路，但实际由主功放通路看进去的阻抗为一个低阻抗，这就导致主功放的输出功率有一部分会泄漏到辅助功放的支路上，这会极大地恶化增益和效率［2］。因此，需要在辅助功放的输出匹配电路后加一段特征阻抗为50 Ω的补偿线，该补偿线的作用是将辅助功放在截止时的输出阻抗变换到一个高阻抗，以阻止主功放的输出功率泄漏到该支路上。

本文设计的Doherty结构图如图1所示。

2 二次谐波注入分析

为了分析Doherty放大器的非线性，需要对功放管进行建模，这里采用多项式模型来分析。假设功放的非线性模型为：

y(t)=a1u(t)+a2u(t)2+a3u(t)3+…

(1)

式中:y(t)为输出信号；u(t)为输入信号；a为功放的非线性系数，该系数与栅极偏置电压有很大关系。对于一般的有源器件，a2为正，a3在AB类偏置下为负，C类偏置下为正［1］。

图1 Doherty放大器设计结构图

如果输入一个等幅双音信号：

u(t)=A(cos ω1t+cos ω2t)

式中:A为输入幅度;ω1，ω2为双音角频率，ω1

y(t)=(a1A+94a3A3)cos ω1t+(a1A+94a3A3)cos ω2t+

a2A2cos(ω1t+ω2t)+a2A2cos(ω1t－ω2t)+

34a3A3cos(2ω1t－ω2t)+34a3A3cos(2ω2t－ω1t)+

34a3A3cos(2ω1t+ω2t)+34a3A3cos(2ω2t+ω1t)

(2)

从式(2)可以看出，系数a3对基频增益和三阶交调起主要作用。通常情况下，AB类功放的a3为负，C类功放的a3为正，因此存在AB类增益压缩和C类增益扩展的现象。三阶交调分量与a3和输入幅度A有关。в捎讵Doherty结构中主功放和辅助功放分别工作在AB类和C类，因此二者的a3系数刚好相反。由此可知，通过设置适当的偏置电压和输入功率，可以实现三阶交调在输出端相消，从而改善线性。但是，偏置的改变会影响辅助功放的开启门限，而辅助功放的开启点对整个效率的提升起主要作用。经过研究发现，三阶交调相消的偏置和最大效率改善时的偏置不一样，这也就是说，仅仅靠改变偏置无法达到最优的效果。因此，需要引入更多的可调节变量。为了解决上述问题，从文献［4］中得到启示，引入了二次谐波注入法。但是改善线性的原理同文献中所描述的有所不同。

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【关键词】功率放大器;光子带隙结构;加窗技术;谐波抑制

1.引言

微波晶体管功率放大器是微波中、小功率的主要固态源，应用非常广泛。但存在非线性失真的特点，当功放工作在大信号状态的非线性区域时，会产生谐波失真，并增大基波功率的损耗，所以提高功率放大器性能的有效方法就是抑制高次谐波[1，2]。由于功放中谐波能量主要集中在二次谐波上，因此只要抑制了二次谐波就能很好地提高功率放大器的性能。用于抑制放大器的二次谐波的典型方法是在输出端加上一个四分之一基频波长的短路短截线，或用芯片电容在禁带处提供零传输来抑制高次谐波。这些方法的缺点是频带窄，且浪费电路面积。近来人们提出用光子带隙（PBG）结构代替上述短路调谐分支，可在很宽的频率范围内抑制高次谐波，提高整个放大器的性能和输出功率，同时还能和其它微带元件结合以减小电路结构，使设计和制造更简单。

PBG结构是一种具有宽阻带特性的周期微波结构[5]。它能够抑制一定频率范围内的电磁波传播，具有明显的带阻特性。目前人们在微带电路和微波天线上已经对PBG结构进行了深入广泛的研究，且已经取得很大的进展。并提出了多种多样的PBG结构。本文为了更好地通过抑制功率放大器的二次谐波分量来提高功率放大器的输出特性，采用了渐变尺寸的PBG结构模型，并用窗函数来加权处理开孔的尺寸大小，利用其通带内的平坦度好的优点[6]来抑制二次谐波，这不仅可以减小对功放的基频分量的影响，还提高了输出功率和效率。

图1

2.普通PBG结构和等效电路分析

目前国内外提出的微波频段的PBG结构多种多样，但在微带技术中应用最广的PBG结构是Yongxi Qian于1998年提出的一种新型的微带PBG结构，它只需在接地金属板上沿微带线方向蚀刻出周期性排列的小孔可以获得比挖介质孔方法更深更宽的阻带特性，同时还可以和单片电路结合而减小电路尺寸[7 ]。同时由于传输的电磁波主要局限在导带附近，仅用一维电路方式就可以产生明显的阻带特性，所以可减小设计的横向尺寸。本文采用的PBG结构如图2所示。

图2 接地板开孔式普通PBG结构

图3 单元尺寸加窗技术

由于PBG结构理论源于光学领域，所以PBG结构的设计依据光学原理来进行，令其阻带的中心频率满足Bragg条件即可：

2K=KBragg=2π/a （1）

式（1）中K为波导模的波数，a为PBG结构的周期，所以由（1）式可以推导出：

λg=2a （2）

即PBG结构的周期a近似为导行波波长λg的二分之一。其实PBG结构微带线上的导波波长需用全波法来计算，但很繁杂。有研究表明：对于PBG结构单元对于周期单元较小的情况下，可以用普通的微带线的导波波长近似代替应用PBG结构以后的导波波长。同时对于PBG结构的电磁特性分析可依据集总参数的等效电路模型，将其等效为LC谐振回路网络进行估算。结构中的金属连接带等效为电感L，空隙等效为电容C，其谐振频率f0可以由以下公式近似求得：

f0=1/（2π（LC）1/2） （3）

所以选择合适的结构尺寸就可以将PBG的阻带中心频率f0设置在要抑制的功率放大器的二次谐波的频率上。

3.加窗PBG结构模型设计

普通的PBG结构（如图3所示）是一种周期性结构。由（2）知微带线阻带的中心频率f0点处的导波波长是PBG结构周期a的两倍，所以可以选择PBG结构参数a来设计PBG结构，以获得实际应用中所需要的阻带特性。由于普通的PBG结构其电磁波经介质周期性的散射后，将造成其通带内有很多波纹起伏。为了更好地抑制功率放大器的谐波分量来提高功率放大器的输出特性，采用了一种渐变尺寸的PBG结构，该方法用窗函数来加权处理开孔的尺寸大小，便可减少通带内的波纹，同时也可获得较宽的频带宽度和较深的阻带抑制深度。

本文借助窗函数在数字信号处理中的作用，引入了窗函数加权处理开孔的尺寸使蚀刻的圆孔尺寸逐渐变化。通过选择合适的加窗函数就可以有效地降低通带内波纹，本文分别采用了高斯加窗和海明加窗两种PBG结构（图3）。根据需抑制的功率放大器的二次谐波频率并参照公式（2），选择微带结构的参数：结构周期a为12mm，微带基片的介电常数为2.94的ROGERS公司的RT/Duroid6002基板，厚度为0.762mm，微带线的宽度对应于一般电路使用的50Ω阻抗线，其线宽为1.9mm。

高斯窗R（x）=Rmaxexp（-2（2x/L）2） （4）

海明窗R（x）=Rmax（0.54+0.46cos（2πx/L））

（5）

（4）、（5）式中Rmax=4mm，x为各圆孔圆心离中心圆圆心间的距离，L为微带线的长度

4.结论

本文通过对普通PBG结构和加窗PBG结构电磁特性和等效电路的分析，得出了用窗函数来加权处理开孔的尺寸大小，可以改善通带的平坦度，抑制功率放大器的二次谐波，以减小对其基频分量的影响，使整个功放的带内特性大大改善。

通过选择合适的加窗函数可以有效地降低通带内波纹，同时可获得较宽的频带宽度和较大的阻带抑制幅度。文中仿真结果表明：高斯加窗的PBG结构的频带特性明显优于海明窗的，由实测的结果可看出PBG结构的阻带的中心频率在9GHz左右，与仿真的结果吻合。该方法也可以直接用来抑制一个C波段功率放大器的二次谐波，来提高功率放大器的输出特性。

参考文献

[1]Walker J L B.High-power GaAs FET amplifiers[M].Norwell，MA：Aretch house，1993：210-212.

[2]Cripps S C.RF power amplifiers for wireless communications[M].Norwell，MA：Aretch house，1999：88-90.