电压比较器范文
时间：2023-03-31 08:38:47
导语：如何才能写好一篇电压比较器，这就需要搜集整理更多的资料和文献，欢迎阅读由公务员之家整理的十篇范文，供你借鉴。
篇1
电压比较器是集成运算放大器非线性应用的基础电路。它可将模拟信号转换成二值信号，即只有高电平和低电平两种状态的离散信号。因此，可用电压比较器作用模拟电路和数字电路的接口。它是对输入信号进行鉴幅与比较的电路，是组成非正弦波发生电路的基本单元电路，在测量和控制系统中得到广泛应用。
集成电压比较器是一种专用的运算放大器。它虽比集成运放的开环增益低，失调电压大，共模抑制比小；但其响应速度快，传输延迟时间短，而且一般不需外加限幅电路就可直接驱动TTL和CMOS等数字集成电路。有些芯片负载能力强，可直接驱动继电器或指示灯。
图1LM339象限比较器引脚排列
常用集成电压比较器有LM311、LM339、LM119等。LM339是一种价格低廉单电源四比较器，又称象限比较器。如图1为LM339象限比较器引脚排列。LM339集成块内部装有四个独立的电压比较器，该电压比较器主要有以下几个特点：失调电压小，典型值为2mV；电源电压范围宽，单电源为2～36V，双电源电压为±1V～±18V；对比较信号源的内阻限制较宽；共模范围很大，为0～（Ucc-1.5V）V；差动输入电压范围较大，大到可以等于电源电压；输出端电位可灵活方便地选用。表1为LM339各引脚电压。
表1LM339各引脚电压
LM339类似于增益不可调的运算放大器。每个比较器有两个输入端和一个输出端。两个输入端一个称为同相输入端，用“+”表示，另一个称为反相输入端，用“-”表示。用作比较两个电压时，任意一个输入端加一个固定电压做参考电压，另一端加一个待比较的信号电压。当“+”端电压高于“-”端时，输出管截止，相当于输出端开路。当“-”端电压高于“+”端时，输出管饱和，相当于输出端接低电位。两个输入端电压差别大于10mV就能确保输出能从一种状态可靠地转换到另一种状态，因此，把LM339用在弱信号检测等场合比较理想。
LM339集电极开路输出。使用时应通过上拉电阻Rc接电源Vcc。Rc选5.1KΩ左右。工作电压范围2～36V，它的电压输入范围为0～（Vcc-1.5）V。本文设计一个12V汽车蓄电池电压过电压、欠电压告警电路，当蓄电池电压大于13V时和低于10V时，各由一个发光二极管LED发光告警。为使电路可靠，本设计选用LM339电压比较器。
设计任务中电路为电平检测器，可用两比较器组成一个欠压告警电路和一个过电压告警电路。为降低成本，比较器的参考电压采用一个两比较器共用的高稳定度的集成电压基准源供两比较器共用。为此采用电路如图2所示。
电路中A1组成过电压检测器，A2组成欠电压检测电路。VZ提供参考电压建立稳定阈值电压，R3为VZ偏置限流电阻。VZ选用LM385-2.5集成电压基准电压源。其电压温度系数为20×16-6/0C，动态电阻为0.6Ω，工作电流IR≈1mA，UREF=2.5V。
R3=（12-2.5）V1mA=9.5KΩ
图2汽车蓄电池过压欠压告警电路
选E24系列电阻，取标称值.
A1组成的过电压检测电路，为单值比较器，阈值电压UTH=2.5V，即当时R11=2.5V比较器翻转。当蓄电池电压低于13V时，UR11
UTH1=R11R11+R12×13V=2.5V
设R11选用E96系列10.0KΩ电阻，代入上式可算得R12=42KΩ，选标称值为42.2KΩ。
发光二极管选用工作电IF=2mA流，正向电压为1.8V的HLMP-4700发光二极管。则限流电阻R14由下式估算
R14=（13-1.8）V2mA=5.6KΩ
取E24系列5.6KΩ金属膜电阻。
A2组成欠电压检测电路，当UR21
R14=（10-1.8）V2mA=4.1KΩ
选E24系列3.9KΩ。
UHT=R21R21+R22×10V=2.5V
设R21选E96系列10.0KΩ，代入上式可求得R22=30KΩ，选E96系列取标称值30.1KΩ电阻。
篇2
关键词：电子式电压互感器；检测电压原理；光学电压互感器
中图分类号：F416.61 文献标识码A
电子式电压互感器从检测原理上大致可分两类：检测电压型和检测电流型。检测电压型EVT包括：电容分压型（ECVT）、电阻分压型（ERVT）以及光学电压互感器（OVT），即Pockels电光效应型OVT和逆压电效应型OVT。本文通过分析比较上述各种电子式电压互感器的原理及特点，分别总结了各种原理的优缺点及对电压互感器特性的影响因素，最后提出在设计过程中应该注意的问题及减小影响的措施。
1 电子式电压互感器通用结构
根据国际电工委员会（IEC）的标准定义[1]，电子式电压互感器的通用结构由一次部分、二次部分和传输系统构成，如图1所示。P1、P2是一次输入端，根据不同的检测原理可以是电压输入或者是电流输入。传输系统可以选择电缆或者光缆，在数字化变电站中，选择光纤是比较理想的。保留模拟量的二次输出为S1、S2，是为了与传统的计量或者保护装置对接。
根据一次传感原理和传输系统的不同组合，EVT通用结构的一次部分有些地方可以省略，而二次部分的各个环节却不受影响。例如，光学电压互感器，由于光纤传输可以直接将光测量信号传送出去，就不需要一次转换器，也无需一次电源了。将来，随着二次设备数字化进程的不断深入，二次转换器模拟接口也会逐渐取消。
图1 EVT通用结构
2 检测电压型电子式电压互感器
2.1 电容分压型电子式电压互感器
电容分压型电子式电压互感器，采用电容器作为传感器，虽然不同厂家设计的传感器在组成结构上略有差别[2-7]，但是大体上可用图2来表示ECVT的原理结构，图中略去了高、低压侧电子部件的电源。
图2 ECVT原理结构图
上图传感器中二次分压环节有用电阻分压的，也有利用电容分压的。当在低压臂电容C2侧并联一电，且其阻值R满足1/Rω（C1+C2）（ω是被测电压的角频率）时，传感器输出的是被测信号的微分，需要在微机处理中进行数字积分还原出被测量。
ECVT综合了电容式电压互感器（CVT）和OVT的各自优点，易于实现，是目前EVT的主流产品。但是也存在以下缺点：
1）. 其测量准确度受杂散电容和电容温度系数影响，在设计时一般选用低温度系数电容并在互感器高压部分安装屏蔽罩的措施来消除或减小杂散电容的影响。
2）. ECVT存在暂态测量误差问题，主要是俘获电荷现象和高压侧出口短路。以俘获电荷现象为例加以说明，当线路断开时，线路等效电容C上的电荷可能被ECVT电容分压器所俘获，如图3所示。俘获电荷量的多少取决于断开线路时电压的瞬时值，C2可经所接设备的等效并联电阻R放电，而C1保存的电荷Q较难泄放，当线路重新接入时线路经电网的低直流阻抗立即放电，迫使C1的电荷转移到C2，使C2充电到二次电压输出值上，并按时间常数RC2做衰减，R值越大，衰减越慢，误差持续越久。
3）. ECVT在拉合隔离开关过程中可能出现EVT二次电压偏高[8]，引起的原因是由于低压臂并联等效电阻阻值过大，造成电容残余电荷累积很难泄放所致。因此，在ECVT设计中要特别注意低压臂并联等效电阻阻值。
2.2 电阻分压型电子式电压互感器
电阻分压型电子式电压互感器ERVT与电容分压型电子式电压互感器主要区别于传感器上，其采用精密电阻分压器作为传感元件[9]，传感部分技术成熟，测量准确度高，但受电阻功率和绝缘的限制主要应用于10kV和35kV等级的中低压配电领域。图4是ERVT传感器原理结构图。
图3 ECVT俘获电荷现象简图
图4 ERVT传感器原理结构图
电阻分压器由高压臂电阻R1、低压臂电阻R2和过电压保护的气体放电管S构成，其测量品质主要受电阻特性和杂散电容影响。10kV和35kV电压等级主要选用高稳定性的厚膜电阻作为分压器的高低压臂电阻。为了抑制杂散电容的影响，与ECVT一样，要安装屏蔽罩改善分压器电场分布。
2.3 光学电压互感器
光学电压互感器从原理上分基于Pockels电光效应的OVT和基于逆压电效应的OVT。但两者都是利用了光学晶体在电场作用时某些能够反映电场强度大小的物理量的变化值，而求得电场强度进而求出电压的。如Pockels电光效应是说，当光通过在外加电场作用下的电光晶体时，会发生双折射，且双折射两光波的相位差与电场强度成正比，如果电场经过晶体的距离固定，则与作用在晶体上的电压也成正比。而逆压电效应是指，当压电晶体受到外加电场的作用时会发生应变，将之转化为光信号的调制并检测光信号，则可实现电场(或电压)的光学传感。图5和图6分别是这两种OVT传感器的原理结构图。
图5 基于Pockels效应的OVT工作原理图
图6 基于逆压电效应的OVT工作原理图
以上两图直观的反映了两种OVT的工作原理。BGO是一种具有Pockels电光效应又无自然双折射、无旋光性和无热释电效应的理想电压敏感材料，所以一般采用BGO作为电光晶体。而石英晶体是压电晶体，当沿圆柱形石英晶体X轴施加交变电压时，就会在Y轴产生交变的压电应变，从而使圆柱晶体周长发生变化，这个压电形变由缠绕在晶体表面的椭圆芯的双模光纤来检测，反映为光纤的两种空间模式(即LP01和LP11偶模)在传播中形成的光相位差。
与分压型的EVT相比较，光学电压互感器最大的优点是从原理上保证了优良的测量品质，即动态范围大、测量精度高。因此，OVT长期以来受到业界的充分关注。但是，由于复杂的生产工艺以及受光功率波动、温度变化对其测量精度影响而带来的长期运行的可靠性与稳定性问题，OVT的实用化和产业化一直受阻。
3 结语
本文对各种原理的电子式电压互感器进行讨论，可得出以下主要结论：
（1）ECVT是目前电子式电压互感器的主流产品，但其暂态测量准确度有待提高；
（2）ERVT受电阻功率和绝缘限制而不能应用在更高电压等级；
（3）OVT从传感原理上保证了其具有优良的测量品质，但复杂的生产工艺，易受光功率波动、温度变化影响的测量精度以及采用光纤传输对其简化绝缘降低成本的微弱效果，使其实用化进程缓慢；
参考文献：
郭志忠.电子式互感器评述[J].电力系统保护与控制,2008,36(15):1-5.
时德钢,刘晔,张丽平,等.高电压等级电压互感器综述[J].变压器,2003,40(6):11-14.
吴涛,周有庆,曹志辉,等.新型中高压电子式电压互感器[J].电力自动化设备,2009,29(12):109-112.
王红星,张国庆,蔡兴国,等.电容分压型电子式电压互感器研究与设计[J].电力自动化设备,2009,29(10):83-87.
罗苏南,南振乐.基于电容分压的电子式电压互感器的研究[J].高电压技术,2004,30(10):7-8.
段雄英,廖敏夫,邹积岩.基于电容分压器的电子式电压互感器的研究[J].高电压技术,2003,29(1):50-51.
王佳颖,郭志忠,张国庆,等.电子式电压互感器暂态特性仿真与研究[J].电力自动化设备,2012,32(3):62-65.
篇3
关键词 电子书 电子借阅 澳大利亚
分类号 G259.611
DOI 10.16810/ki.1672-514X.2016.10.021
Study on Comparison of Ebooks and Elending in Australian Public Libraries 2015
Shu Rui
Abstract In June 2015， Australian Public Library Alliance of Australian Library and Information Association（ALIA）issued a survey Comparison of Ebooks and Elending in Australian Public Libraries 2015. By compiling the background， content and key findings of the survey， this paper summarizes what Chinese public libraries can learn from its experience in the provision of ebooks and elending services.
Keywords Ebook. Elending. Australia.
信息时代电子书已成为公共图书馆借阅服务的重要组成部分，在引进数字资源和提供相应服务的同时，图书馆的预算、设备、馆藏、用户培训等各方面都发生了变化，面临重大挑战和机遇。2012―2015年间，国内相关研究以英美公共图书馆电子书借阅服务的启示与思考研究为主，发表关于公共图书馆电子书资源建设及借阅服务的论文共计12篇。对国外公共图书馆电子书借阅服务实践的研究，有助于我们从中汲取经验，加快我国公共图书馆电子书借阅服务建设。因此，笔者将澳大利亚图书馆与信息协会公共图书馆联盟的《澳大利亚公共图书馆电子书及其借阅比较（2015年）》的主要结论进行了编译，并总结其对我国公共图书馆在提供电子书借阅服务上的有益启示，以期为业界提供参考。
1 澳大利亚电子书和电子借阅比较（2015年）
1.1 提出背景
澳大利亚图书馆与信息协会公共图书馆联盟由各州公共图书馆协会、境内及塔斯马尼亚州地区代表组成[1]。澳大利亚图书馆与信息协会通过立法明确公共图书馆联盟的职责，并使其在日常活动中发挥充分作用。该联盟曾于2014年《澳大利亚公共图书馆电子书及其借阅2013―2014年比较》[2]，此项调查将研究拓展至电子书领域，并与出版业合作，从国家层面探索和解决各地的发行商和平台提供商关于公共图书馆电子借阅的问题。2015年报告《澳大利亚公共图书馆电子书及其借阅比较（2015年）》[3]，继续跟踪电子书和电子借阅所面临的挑战。报告数据来源为澳大利亚公共图书馆2013年1月，2014年5月和2015年5月的即时数据，2013年的调查通过互联网接入公共图书馆完成，而2014年和2015年的调查是独立的，调查报告由澳大利亚图书馆与信息协会公共图书馆联盟制作完成。
1.2 研究内容
调查数据来自澳大利亚各地1500个公共图书馆，2013年的应答率约为50%，2014年约占总量的三分之一，2015年为28%。公共图书馆联盟将这种回复数量下降的原因归结为，对大多数藏书“照旧”的公共图书馆而言，电子书已成为一个新颖但有点麻烦的馆藏元素。
参考2013年1月的研究数据，69%的公共图书馆提供电子书借阅，而电子书借阅服务滞后的原因归结于预算限制（76%）、技术问题（54%）、许可限制（39%）和内容不足（32%）。
2015年的调查将继续围绕电子书的拥有率、借阅量和资源内容展开。同时，公共图书馆联盟首次就其他形式的电子借阅如电子期刊、电子音乐、电影下载、音频书籍、电子漫画、在线语言学习和电子报纸等内容进行了调研。
1.3 调查结果
2015年的调查结果显示，几乎所有的澳大利亚公共图书馆都有电子书。电子书的拥有率从2013年的69%攀升至2014年97%，到2015年达到99%。2015年，电子书平均占每个公共图书馆馆藏的3.5%。
电子书借阅量有所上升，但仍只占借阅总量的一小部分。76%的公共图书馆，电子书借阅量在1%至5%之间，20%的公共图书馆借阅量低于1%，而4%的公共图书馆拥有超过5%的借阅量。在2014年，预算限制和内容不足仍然是3%的图书馆未能提供电子书借阅的主要原因。直到2015年，预算限制仍然是1%的图书馆无法提供电子书借阅的首要原因。
88%的图书馆将电子书编入了书目目录，但只有44%的图书馆在目录中直接提供电子书。除了书籍，电子期刊在95%的图书馆中可获取，同时，音乐、电影下载和音频书籍分别在69%、37%和26%的图书馆中可获取。预算限制被认为是无法提供更多电子资源的主要原因。
2013年至2015年间，虽然书目内容的可用性已经提高，但大多数图书馆所能提供的电子书和数字内容仍然差强人意。如今，60%的图书馆使用两种或更多的电子书商，而2013年仅为33%。
电子阅读设备的外借数量保持在相对稳定的24%。技能培训在公共图书馆有所增加，62%的图书馆表示大部分或全体员工应熟悉电子书和电子书阅读器。
2 对我国公共图书馆的启示
通过对《澳大利亚公共图书馆电子书及其借阅比较（2015年）》报告的整理编译，可以发现，澳大利亚图书馆在电子书及其借阅服务发展过程中，围绕电子书内容的购置、管理和服务的探索，笔者现就电子书的可持续发展、内容资源和借阅平台三方面谈谈对我国公共图书馆电子资源建设及电子图书服务带来的启示。
2.1 制定电子书发展规划
一直以来，图书馆的服务创新与馆藏建设总是受到经费的制约，图书馆应正确调整传统馆藏及服务在数字环境中的比重，同时，制定合理的发展规划和策略。我国公共图书馆购书经费中，纸质书的采购经费占绝对比例[4]。因此，一方面应呼吁政府财政支持，加大对电子书资源的经费投入，将电子书资源建设纳入馆藏发展政策中，对电子书采购经费的比例要做到逐年提高[5]。另一方面，要提升图书馆员的信息服务技能，提升其电子书相关应用知识的能力，在熟练掌握电子阅读设备操作的基础上，辅导读者利用电子书资源，加强电子书资源的宣传和推广，培养用户利用数字资源的习惯。
2.2 整合电子书内容资源
读者的需求是图书馆服务的决策依据，是图书馆不断探索信息资源建设和服务的动力[6]。数据表明，澳洲图书馆电子书目数量在过去三年来有所增加，更多的图书馆从多个电子书平台上购买内容，但多数图书馆对书目的选择表示欠满意或不满意；可供图书馆购买的高质量电子书太少；资源内容有所改进，但在最新畅销书目推介方面未能取得进展。在电子书借阅量稳步增长的同时，读者更乐于借阅或访问感兴趣的新内容。美国图书馆协会、美国图书工业研究会在的题为《公共图书馆的数字内容：用户如何思考》[7]的研究报告中指出，“关于影响用户借阅更多电子书的原因，受访者中34%表示未找到想找的电子书”。所以，公共图书馆在购买电子书时，要充分考虑用户需求，逐步构建起高质量的电子书资源库，针对热点问题和重要学术研究领域，应规划整合相应的专题电子资源[8]。
2.3 完善电子书借阅平台
深度集成电子书目技术使用户访问越来越方便。在目录之上建立发现系统，使用户直接通过目录获取他们想要的内容，实现用户借阅和下载电子书的无缝链接，确保借阅过程和下载变得更加精简是完善电子书借阅平台的关键。因此，图书馆应减少对数字资源集成商的依赖，开发自主管理的电子书借阅平台，让读者的电子借阅过程全部发生在图书馆数字生态系统内[9]。在拓宽电子书资源的覆盖范围的同时，还应增加馆外访问资源的数量，利用远程访问系统，提高资源的利用率。此外，在服务细节方面应进一步完善，如减少在身份验证时出错的情况等。
3 结语
当前，身处信息时代的人们，其阅读习惯和阅读方式相较以前都在趋于转变。面对这一转变，我国公共图书馆界应当紧跟时代步伐，把电子书作为服务创新的发力点之一，积极探索和开展电子书借阅服务，提高电子书资源的馆藏比例，有针对性、特色性的，在自主化基础上满足读者对于电子书的阅读需求。
参考文献：
[ 1 ] About APLA[EB/OL].[2016-02-29].https：//.au/node/184/public-libraries.
[ 2 ] Comparison of ebooks and eleding in Australian public libraries 2013 v 2014[EB/OL].[2016-02-29].https：//.au/sites/default/files/APLA-Ebooks-and-Elending-2013-vs-2014_0.pdf.
[ 3 ] Comparison of ebooks and eleding in Australian public libraries 2015[EB/OL].[2016-02-29].https：//.au/sites/default/files/APLA%20Comparison%20of%20ebooks%20and%20elending%20in%20Australian%20Public%20Libraries%202015.pdf.
[ 4 ] 李慧敏.论公共图书馆电子书资源建设[J].图书馆论坛，2012（4）：89-93，106.
[ 5 ] 傅文奇，吴小翠.省级公共图书馆电子书资源建设的调查和分析[J].图书馆，2015（1）：45-47，54.
[ 6 ] 吴小翠，傅文奇.台湾地区图书馆电子借阅服务研究[J].图书馆学研究，2015（15）：61-66.
[ 7 ] ALA， BISG announce results of new joint study on print， digital library usage[EB/OL].[2016-03-01].http：///news/press-releases/2015/12/ala-bisg-announce-results-new-joint-study-print-digital-library-usage.
篇4
关键词 GIS；交流耐压试
中图分类号TM92 文献标识码A 文章编号 1674-6708（2013）85-0128-02
0引言
自20世纪60年代以来，GIS设备广泛运行于世界各地。它不仅在高压、超高压领域被广泛应用，在特高压领域也被使用。与常规敞开式变电站相比，GIS结构紧凑、占地面积小、可靠性高、配置灵活、安装方便、安全性强、环境适应能力强，维护工作量小，其主要部件的维修间隔不小于20年。但根据有关资料统计，新投运的SF6断路器和GIS最初一段时间故障率一般高于常规电气设备，运行几年后才会有所下降。SF6设备的绝缘事故有2/3都发生在未进行现场耐压试验的设备上，可见现场交流耐压试验的重要性。
1交流耐压试验
1）试验在SF6气体额定压力下进行；
2）对GIS试验时不包括其中的电磁式电压互感器及避雷器，但在投运前应对它们进行试验电压为Um的5min耐压试验；
3）罐式断路器的耐压试验方式：合闸对地；分闸状态下两端轮流加压，另一端接地，建议此项目与局放一起进行；
4）对瓷柱式定开距断路器只作断口间耐压；
5）试验电压按出厂试验电压的80%；
6）试验电压应逐级递增，先升至相电压并停15min，再升至线电压停留3min，然后再升至试验电压停留1min，之后再由零升电压，若能在规定试验电压值下耐受停留1min，表示内部杂质或毛刺已清除，交流耐压试验通过。
2 GIS现场耐压试验的必要性
1.母线；2.隔离开关；3.电流互感器；4.接地开关；5.断路器；6.隔离开关；7.电压互感器；8.套管
GIS全部或部分采用SF6气体作为绝缘介质，并将所有的高压电器元件密封在接地金属筒中金属封闭开关设备。它是由断路器、母线、隔离开关、电压互感器、电流互感器、避雷器、母线、套管8 种高压电器组合而成的高压配电装置，全称为Gas Insulated Substation 。这些设备或部件全部封闭在金属接地的外壳中，在其内部充有一定压力的SF6绝缘气体，故也称SF6全封闭组合电器。
GIS配电装置在包装、运输、储存和安装过程中，或内部的绝缘污染、安装失误、设计部件偏差等，都可能发生故障。进行现场常规耐压试验可尽早发现这些缺陷，及时进行检修处理，做到防患于未然。
3 现场交流耐压试验的重要性
3.1 发现问题
110kV茶都变电站110kV SF6 GIS生产日期为2007年8月，型号是ZF6—126，编号为20076D，由新东北电气（沈阳）高压开关有限公司制造生产。
变电检修部受基建工程部委托，于2008年9月2日对茶都变110kV SF6封闭式组合电器进行交流耐压试验，试验程序如下：
1）72kV加压5min；
2）126kV加压3min；
3）184kV加压1min。
从沙茶线出线外露导电部分引入电压，三相设备分相加压，若无异常现象出现，视为耐压通过。
当天从C相开始进行试验，对C相、B相的交流耐压过程中均无异常现象发生，试验正常通过。在对A相进行试验时，电压加至184kV持续2s时，回路中发生击穿放电，耐压试验设备立即自动分闸断电。试验人员当即检查试验回路，GIS以外部分的回路中未发现有任何放电痕迹，遂依据有关试验标准进行重复试验，以便进行准确判断。
第一次重复试验，改从茶宝线出线外露导电部分引入电压，断开茶110kV分段开关，电压加至96kV持续0s时，回路中即发生击穿放电，初步判断故障点位于茶 110kVI段母线至茶1号主变进线之间的回路中。
第二次重复试验，断开茶110kV分段开关与110kVI段母线之间的刀闸，断开茶1号主变进线与茶110KVI段母线之间的刀闸，试验人员分段包干仔细监听，电压加至98kV持续0s时，回路中发生击穿放电。经过大家认真查找，进一步判定故障点位于茶1号主变进线与茶110kVI段母线之间的刀闸至茶110kVI段母线之间一段长度约2m的气室中。
以上试验进行中，生产厂家始终在现场参与，对试验过程完全认可，并同意立即与其公司联系，尽快安排对茶都变110kVSF6封闭式组合电器交流耐压试验中发现的问题进行处理。
3.2 检查情况
2008年9月9日，星期二，多云，环境温度26℃，空气湿度61%。
厂家人员对茶1号主变进线与茶110kVI段母线之间的刀闸至茶110kVI段母线之间一段长度约2m的气室中进行处理，先用气体回收车抽掉该段气室中的SF6气体，抽至SF6密度继电器上表压为零值时，打开该段气室上的手孔，检查发现茶1号主变进线与茶110KVI段母线之间的刀闸与茶110kVI段母线连接之间的穿心绝缘子中A、B、C三相靠近气隔中心一侧的表面上均有一段直线距离长约10cm左右的闪络状放电痕迹.
综上所述，GIS设备的现场耐压试验是检查其绝缘性能的一项重要措施。
4故障处理
对于该段气室中的其余部件检查未发现异常后，针对此故障部位采取了以下措施：
1）用细砂纸打磨绝缘子表面；
2）用吸尘器吸取该段气室中的粉尘杂质；
3）用高级面巾纸蘸取丙酮对检查过的部位进行擦洗；
4）放入烘制过的干燥剂（手孔内有专用部件固定），封闭气室；
对该段气室抽真空后重新注入合格的SF6气体。
5结论
GIS的交流耐压试验应严格按照GB50150—2006《电气装置安装工程电气设备交接试验标准》和DL/T555—94《气体绝缘金属封闭电器现场耐压试验导则》进行。交流耐压试验看似简单，其实有很多要注意的地方，一定要引起大家的重视。同时，由于交流耐压是一种破坏性试验，如有不慎就会对被试品或试验装置本身造成伤害。因此，耐压时要注意对大容量、绝缘裕度低、较贵重的设备进行交流耐压时，需提前了解试验设备的容量、试验电压，以及采取防止过电压防范措施，限制波形畸变的措施等。
参考文献
[1]GB50150-2006.电气装置安装工程电气设备交接试验标准.
[2]DL/T555-94.气体绝缘金属封闭电器现场耐压试验导则.
篇5
关键词：驱动编码板；自动增益；集成运算放大器；故障原理；解决办法
中图分类号：TP342 文献标识码：A 文章编号：1009-3044（2013）05-1187-03
1 概述
DX-200发射机和PB200单元是大功率DX中波发射机的最小功率单元，实际上就是一部单机，输出高（200kW）、中（100kW）、低（50kW）三个等级功率。其驱动级编码板主要功能是向预驱动级及14块驱动级放大器模块提供接通控制信号。驱动级编码图利用可编程阵列逻辑器件（PAL），按所需要的输出点对各个驱动器进行编程。所使用的两个PAL器件为：左路驱动器（LDRIVER），它是为包括预驱动级在内的左侧驱动级列上的驱动器进行编程；右路驱动级（RDRIVER），为右列的各驱动器编程。它还可监测射频驱动电平以及提供缓冲器、预驱动级和高/低驱动故障检测和表值信号。
2 工作原理
驱动编码板输出信号种类有几种，当控制器收到开机请求时，驱动级编码板逻辑电平将使几块固定驱动射放、波段开关驱动射放、AGC驱动射放、预驱动射放以及编码板输出各驱动射放都接通。接通射频驱动射放数量是由驱动级电平波段数据、驱动级AGC比较器等信号决定。当开机请求去除时，预驱动级和所有射频驱动射放都关断。
射频驱动电平检测电路，从射频分配板来的一个射频驱动取样信号加到驱动级输入电路，这个电路将各个射频放大器的输入信号进行模拟处理，电路输出接到一个驱动整流器上，将射频信号转换为一个正比于加到所有射频放大器去的射频激励电平的直流电压。直流电压加到一个高驱动电平比较器和一个低驱动电平比较器上。如果射频驱动电平太高，会由高驱动电平比较器检测出来，并向控制板发出驱动电平高的故障信号。如果射频电平太低，会由低驱动电平比较器检测出来，并向控制器发出驱动电平低的故障信号。
同样直流电压还接到四个驱动级AGC比较器上，它们输出信号是用作驱动级编码器逻辑电平去控制各AGC驱动射放。这个直流电压还加到一个取样缓冲器上，这个缓冲器为驱动多用表电路提供了一个驱动级取样信号。驱动级自动接通/关断比较器和驱动级自动选择开关都安装在这块板上，但是在这个组件中都没使用这两个功能。
驱动级放大器控制使用两只为14块驱动级放大器提供接通和断开控制电压的PAL。使用它们是因为在整个频段有大约21Vp-p的射频驱动电压加在所有220块大台阶和4块二进制射频放大器上。驱动射放D1至D7总是处于导通状态，驱动射放D8至D10是由发射机实际工作的载波频率决定的，驱动射放D11至D14是AGC系统中的部分。
驱动射放D1～D6控制，无论何时当有+5V电源时，D1～D6的输出都将为逻辑高电平。这些驱动射放将总是处于导通状态。驱动射放D7的控制，无论何时当有+5V电源时，D7输出就为逻辑高电平。这个驱动器将总是处于导通状态。
驱动射放D8～D10控制，用于外部驱动电平控制的第0位（最低位）和第1位（最高位）驱动电平输入端由J9端子进入到板上。它们是被连在PAL内部的一个编码器上，根据输入的电平来控制驱动器D8～D10。当不使用外部驱动电平控制时，J9-21和J9-23端子被吸收电阻R30保持在高电平上。当输出端为逻辑高电平时，驱动级射放就接通。
驱动射放D11～D14控制，这些驱动射放都是由从比较器来的AGC0至AGC3输入端控制。在对这些驱动射放的控制中也使用了发射机开机允许控制和运行状态（RUN STATRS）两个输入端的信号。当功放单元第一次接通时，发射机开机允许控制输入端为逻辑高电平，运行状态输入端也为逻辑高电平。在步进起动过程中，在这点，由或门将D11和D12接通，由与门将D13和D14关断。在步进起动程序已经使运行接触器得电后，运行状态输入端将变为逻辑低电平。如果几个AGC输入端中的任何一个变为逻辑高电平，那么相对应的那个驱动器输出也变为逻辑高电平，并接通相应的驱动器。当功放单元关断时，发射机开机允许控制输入端将为逻辑低电平，所有的驱动器都将关断。
如图1自动增益控制图所示，驱动级电平检测器，从射频分配板来的射频取样信号加到一个电压跟随器上，这个信号可以通过测量TP7的波形和电压水平测出。驱动级AGC，从TP7来的射频激励电平直流电压接到一个缓冲放大器U20A上并加到由U20C组成的一个差分放大器的一个输入端上。这个差分放大器的另一个输入端是一个由R100设置的可调AGC直流电压。差分放大电路是由两个晶体管组成的对称结构放大电路。在理想情况下，两管的特性及对应电阻元件的参数值都相同，因此，两管的静态工作点也必然相同。差分放大电路利用电路参数的对称性和负反馈作用，有效地稳定静态工作点，以放大差模信号抑制共模信号为显着特征，广泛应用于直接耦合电路和测量电路的输入级。
U20的10端口输入电压的变化范围，可以通过计算可调电阻的分压范围来计算，可调电阻的电压调节范围：
[Vmax=15V×（R99+R100）（R99+R100+R98）=15V×（10k+10k）（ 10k+10k+10k）=10V]
[Vmin=15V×R99（R99+R100+R98）=15V×10k（ 10k+10k+10k）=5V]
输出信号强度：[Vout=Ad（V1-V2）+Ac×V1+V22][]
其中Ad是差模增益，Ac是共模增益。
在这里Ad=[RfR1]=[47k10k]=4.7
对于完全对称的差分放大器来说，其Ac = 0，故输出电压可以表示为：
输出信号强度：[Vout=Ad（V1-V2）]=4.7×（V1-V2）
其中V1的变化范围为Vmin≤V1≤Vmax，V1变化范围为射频取样信号电压的强度。在这里，集成运算放大器起到通过可调电位器的电阻变化，做到无跳变的调节射频取样信号的输出电压，而且对差模信号进行放大，使得调节更加灵敏。在整个频段，这个电位器可以对直流电压进行调整使加到所有224块射频放大器上的射频激励大约为21Vp-p。差分放大器输出又被连到四个电压比较器上。从TP7来的射频激励电平直流电压（开机实际测量为4.74V，关机为0V）还被加到输出端子号为AGC0至AGC3的四个比较器同相（+）输入端。这些比较器反相（-）输入端作为阀限电压输入端，连接到由电阻分压器提供+2V、+3V、+4V和+5V上。当差分放大器输入电压高于每个比较器输入阀限电平时，比较器输出将为逻辑高电平。当差分放大器输入电压低于每个比较器输入阀限电平时，比较器输出将变为逻辑低电平。这四个输出电平是供右路驱动级的PAL使用，控制着D11至D14 4块AGC驱动射放。
如果TL074出现故障，影响到整个AGC电路的正常工作，所以必须解决运算放大器的可靠性问题。
3 驱动级电平故障检测
运算放大器在驱动故障检测中也发挥着重要的作用，用来比较射频信号的幅度大小，如果射频激励信号的电平电压升高到基准电压以上，发出高驱动故障，如果射频激励信号的电平低于基准电压，发出低驱动故障。
从TP7来的射频激励电平直流电压还接到高驱动故障比较器反相（-）输入端。在TP5处的高驱动故障比较器同相（+）输入端，由高驱动调整旋钮R84设置这点的基准电压。通常同相（+）输入端电压比反相（-）输入端电压要高，比较器输出将为逻辑高电平。如果射频激励电平直流电压升高到基准电压以上，比较器输出将变为逻辑低电平。这就给接在J3-11控制器发出一个高驱动故障信号低电平信号，就是一个过荷故障。从TP7来的射频激励电平直流电压还被接到低驱动故障比较器同相（+）输入端。由低驱动调整电位器R86设置比较器反相（-）输入端，即在TP6处的低驱动电平的基准电压。通常同相（+）输入端电压高于反相（-）输入端电压，比较器输出为逻辑高电平。如果射频激励电平直流电压下降到基准电平以下，比较器输出将变为低电平。这就给接在J3-13控制器发出一个低驱动故障信号低电平信号，也是一个过荷故障。在功放单元关断期间，晶体管Q6是用来解除低驱动故障比较器的。当功放单元关断时，发射机开机允许控制输入为逻辑低电平，CR3正极由反相器U16A箝位在逻辑高电平上。电容器C36通过一些电阻充电，晶体管导通。晶体管集电极和比较器反相（-）输入端被箝位在逻辑低电平上，不能再进行低驱动故障检测。当功放单元接通后，发射机开机允许控制输入端将变为逻辑高电平。这样将对二极管进行反相偏置，使得电容器可以通过晶体管Q6基极放电，晶体管慢慢截止，比较器反相（-）输入端的基准电压逐渐升高，使低驱动故障比较器工作。这个时延使得在步进起动过程中射频激励系统有足够时间达到正常工作参数值。
驱动射放D7～D14不能被接通，如果这些驱动器中一个或全部都不能被接通，按下列方法检查：将驱动器测试跳线JP9置于测试位置，测量PAL的D7～D14输出，如果以上输出不是都为逻辑高电平，就更换这只PAL，如果输出都为高电平，测量反相器输出。在J1所有输出端应该为-1.4V，如果有一个不是这样，就要更换这只反相器，如果出现负电压，检查J2接头，并参考驱动级功率合成器故障检修部分继续查找，测量加到PAL的AGC信号输入位置。当功放单元关断时，所有输入端都应该是逻辑高电平。如果不是这样，就要更换U14和U20，将驱动级测试跳线还原到正常位置。在步进起动过程中，测量发射机开机允许控制信号状态。在功放单元开机时，在J3-1这个输入应该变为逻辑高电平。
激励过高检测，将功放单元关断，接通低压，进行下列故障检查：在本板J3-11上测量输出电平，测得为逻辑低电平就说明有故障，如果此点为低电平，将J7从板上拔下，再测量输出电平，如果此点变为高电平了，可能存在接线、功放单元接口或者控制器等故障，如果此点仍为低电平，检查TP5的电压。如果这点电压比TP7要正，（功放单元关断时TP7应该为0V），那么就更换U17。如果比较器检查正常，那么可能是驱动级取样故障，在步进起动期间，检查输入端J7射频驱动分配器的射频取样电平，如果这点电压比正常时要高，检查驱动器编码器上的变压器组件和相应的电路以及取样连接和连到驱动级编码器的电缆。
激励过低检测，将功放单元关断，只将低压接通，进行下列检测：在本板的J3-13处测量输出电平，若测得为逻辑低电平就说明有故障，将J7从板上拨下，再测量输出电平，如果此点变为逻辑高电平了，说明故障存在于接线、功放单元接口或者控制板中，如果输出为低电平，在步进起动期间进行下列检查，比较TP7和TP6电压，TP7应高于TP6电压。如果是这样，输出仍然是低电平，就更换U17，如果比较器检查正常，那么可能驱动级取样有问题。跨过输入端，在步进起动过程中，检查J7上射频驱动分配板射频取样电平，如果这点电压比正常值低，检查驱动编码板相应电路以及取样连接的电缆。
4 总结
运算放大器在驱动编码板中的自动增益控制，故障检测中起着信号比较处理，控制信号的发出，故障信号的检测作用，所以在日常的维护和故障处理中，掌握运算放大器工作原理及加大对运算放大器相关的测试点检测和维护，将故障和异态处理在萌芽中，可减少发射机的故障率，确保设备安全稳定运行。
参考文献：
[1] 李天德.《广播电视发送与传输维护手册》DX型大功率中波发射机第4分册[M]. 北京：国家广电总局无线电台管理局，2000.
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关键词：555定时器 触发 稳态电路
中图分类号：TN71 文献标识码：A 文章编号：1007-9416（2013）08-0061-02
555定时器是一种数字电路与模拟电路相结合的中规模集成电路。该电路使用灵活、方便，只需外接少量阻容元件就可构成单稳态触发器和多谐振荡器等，广泛用于信号的产生、变换、控制与检测。目前世界上各大电子公司均生产这种产品且都以555命名。
1 555定时器的内部结构
555定时器的内部电路如图1所示，它由3个阻值相等的电阻串联构成分压器、两个集成运放构成的两个电压比较器、一个R-S触发器和一个NPN型三极管工4部分组成。
2 555定时器的工作原理
各引脚功能如下。
1脚：GND，电源负极，接地。
2脚：，低电平（负脉冲）触发端。这是内部比较器的反相输入端。当加在该端的电压小于1/3VCC时（同相端电压）时，比较器输出为“1”，反之输出为“0”。
3脚：OUT，输出端。输出的高电平值略小于电源电压。
4脚：，复位端。该端有效时，3脚输出为“0”。
5脚：CO，控制电压端。它是比较器的反相输入端（基准电压端）。若外接附加电阻或电压，可以改变该基准电压的大小，否则该端电压为2/3VCC。不使用该端时接一个约0.01μF的电容到地，以防止干扰由此引入。
6脚：TH，高电平触发端，又称高电平复位端。它是比较器C2的同相输入端，当该端加以大于的电压（反相输入端电压）时，比较器的输出为“1”。这时若2脚端不加触发信号（即保持为高电平），那么输出端为“0”。
7脚：D，放电端，它是内部放电三极管的集电极。当555输出为低电平时，该三极管有足够的基极电流注入，可使三极管饱和（集电极接有正确直流回路时）。
8脚：VCC，电源正端。
分压器为两个电压比较器和提供参考电压。如控制端5悬空，则比较器的参考电压为，加在同相端；的参考电压为，加在反相端。
4脚是复位输入端，当有效时，基本RS触发器被置“0”，晶体管导通，输出端3为低电平。正常工作时应无效。
6脚和2脚是信号输入端。当6脚电压>2/3VCC，2脚电压>1/3VCC时，比较器C2输出高电平，基本RS触发器被复位置0，晶体管导通，输出端3为低电平。
当6脚的电压
当6脚电压1/3VCC时，基本RS触发器状态不变，电路亦保持原状态不变。
综上所述，可得555定时器功能，见表1。
3 555定时器的典型应用
（1）单稳态电路
将555电路的7和地之间接上一个电容，如图2（a）所示，以矩形窄脉冲为输入它的输出波形如图2（b）所示。从曲线可知，接通电源后，电源UDD通过R对电容C充电，当UC充电到≥2UDD/3后，定时器输出UO翻转成0，此时放电管导通，使放电端（DIS）接地，电容C通过R对地放电，使UC下降。当UC下降到0后，定时器输出UO又翻转成1，此时放电管又截止，使放电端（DIS）不接地，电源UDD通过R又对电容C充电，又使UC从0上升到2UDD/3，触发器又发生翻转，如此周而复始，从而在输出端UO得到连续变化的振荡脉冲波形。
实际上单稳态触发器也有两种状态：一个是稳态，另一个是暂稳态。当没有触发脉冲输入时，单稳态触发器处于稳态；当有触发脉冲时，单稳态触发器将从稳态变为暂稳态，暂稳态在保持定时间后，能够自动返回到稳定状态。必须注意：触发脉冲必须是窄脉冲，要比暂稳态的时问t还要短。否则触发作用始终存在，输出将不会在UC达到2UDD/3时返回低电平。
（2）施密特触发器型双稳电路
将555电路的6、2脚并接起来接成只有一个输入端的触发器，如图3（a）所示，以三角波为输入它的输出波形如图3（b）所示。从曲线可知，当输入电压从0上升到>2UDD/3后，UO翻转成0，当输入电压从最高值下降到
篇7
设计经HSPICE仿真结果证明有效,并采用013 μm CMOS工艺,分别采用25 V的模拟电源电压和12 V的数字电源电压供电,实现10位的精度。芯片面积为480 μm*380 μm,FF case 下功耗为054 mW。实现了超低功耗的ADC的设计。
关键词：模数转换器;逐次逼近;准差分;比较器;IP核
中图分类号：TN710 文献标识码：B
文章编号：1004-373X(2008)09-083-04オ
An 8-channel 10-bit R-C Hybrid Successive Approximation ADC
PEI Xiaomin
(Xiangfan College,Xiangfan,441053,China)
オ
Abstract：An IP core of an 8-channel 10-bit SAR ADC is designed in this paper.An optimal Resister-Capacitor hybrid D/A structure based on their good qualities and disadvantage,this kind of D/A structure has smaller size than Capacitor-Resister hybrid structure.A comparator with resetting and clapping method on the basis of conventional preamplifier and flip-latch,which is consisted ofan quasi-differential structure is developed.
These proposed methods are validated by the result of simulation with HSPICE.Thedesign adopts 013 μm CMOS technology,operates with 2.5V analog power and 1.2V digital power supply.The simulation results show that this design can achieve 10-bit resolution.The area of IP core is 480 μm*380 μm,at FF case,Power Dissipation is 540μW.As a result,ADC design with low-power consumption and small area is implemented.
Keywords：analog-to-digital converter;successive approximation;ISO-differential;comparator;IP core
逐次逼近ADC基于逐次逼近寄存器(SAR),他采用一个比较器对输入电压和一个N位数/模转换器(DAC)输出进行比较,总共经过N次比较就可以得到最终的转换结果。由于只采用了一个比较器,这种结构的模数转换器的面积较小,功耗低,具有较高的性价比,是目前应用最多的转换器类型。
1 SAR A/D转换器的结构及转换过程
逐次逼近型A/D转换器包括采样保持电路(Track/Hold)、比较器(comparator)、D/A 转换器、逐次逼近寄存器(SAR)、时序产生及数字控制逻辑电路。
所设计的10位SAR ADC的基本的结构框图如图1所示。
该结构将模拟输入电压(VIN)保存在一个跟踪/保持器中,N位寄存器被设置为中间值(即100…0,其最高位被置为1),因此,数模转换器(DAC)的输出(VDAC)为参考电压VREF的二分之一,再执行一个比较操作：如果VIN小于VDAC,比较器输出逻辑低,N位寄存器的最高位清0； 如果VIN大于VDAC,比较器输出逻辑高(或1),N位寄存器的最高位保持为1。随后,SAR的控制逻辑移动到下一位,将该位强制置为高,SAR控制逻辑将重复上述顺序操作,直至最后一位。
图1 模块设计
2 系统功能的实现及各个模块的设计
图2描述了所设计的SAR ADC所有模块。
お
图2 模块设计
2.1 模拟输入(Analog Input)
此模块是对一8通道的输入信号实现八选一的功能。S［2:0］是数字选通信号。因为数字部分的电源电压为12 V,而模拟部分的Power Supply为25 V,所以在进行选通之前须对S［2:0］进行电平变换,level_shifter电路结构如图3所示。
图3 level_shifter电路结构
2.2 时钟产生器(Clk Generator)
时钟产生电路的结构如图4所示：他由几个Buffer和4个相同的延迟单元组成。 CLK为主时钟,产生的输出CLK2A,CLK1A,CLKM,CLK1D,CLK2D依次有一定的延迟。这5个时钟将送进SAR逻辑,产生模拟块采样、保持、转换、比较等工作时所需要的一些时序控制信号。
图4 时钟产生电路的结构
2.3 D/A转换器的设计
此设计中的DAC采用了一种新型的电阻电容混合的DAC的结构,即按在同一电阻串上分两级进行按电压按比例缩放方式来转换,再把两个转换的结果经两电容按比例进行电荷再分配,最终实现DAC的转换。
整个DAC 电阻串分压的结构如图5所示,共有8个电阻串串联而成,每个电阻串的上下各有一个R/2电阻,中间有15个R电阻。整个电阻串共有127个R电阻串连、其上下各串一个R/2。解码器的设计采取了两级解码的结构,先经由高七位D［9:3］分别控制两级解码器选通电阻串的一个节点进行电压输出,即为VDA,但是这个电压只是相当于把D［9:0］右移3位后的转换结果；而低3位的转换结果是在D［2:0］控制下输出为VLSB。最后需要一个8C:C的两个电容再把高七位的电压提升8倍。
图5 一种优化的D/A结构图
电阻串的输出VLSB和VDA通过电容接入比较器的输入端,比较器的设计采用了准差分结构。在比较器的另一输入端接一组Dummy电容,此结构既获得差分结构的优点,又在一定的程度上减小了芯片面积,提高了其性价比。结构如图6所示。
图6 采样、转换结构
其中,采样和保持电路嵌入在DAC之中,不作为一个独立的电路。
采样时：K1、K3都闭合,模拟输入电压VIN就被存储在节点A11处,实际上是以电荷的形式存储在输入电容上。此时,SVOS=1,在SVOS的作用下直接对第五个节点进行输出。此时:
И
由式(1),(2),(3)分析得出比较器的两个输入端A11和A12的电压差为：
И
ΔU=V┆A12-V┆A11
=8*(V┆DA-V┆IN)+(V┆LSB-V┆LSB)
=8*［V┆IN-V┆REF1 024∑9i=0Di2i］
(4)
И
如果ΔU >0,则比较器输出为1,否则输出为0。
2.4 逐次逼近寄存器(SAR)和控制逻辑(SAR & Control Logic)
SAR & Control Logic 完全是数字逻辑,用来实现二进制搜索算法,储存转换的中间结果,并为模拟块产生控制信号,流程图如图7所示。
图7 逼近流程图
整过程包括四个阶段：系统复位阶段、采样阶段、保持阶段、逐次逼近阶段。
系统复位后,前两个周期用来采样和保持输入电压,接下来的10个周期用来SAR算法和产生输出结果。即完成一个模拟到数字的转换共要12个时钟周期,在第13个周期就一个得到10 b的输出B［9:0］。
2.5 比较器(Comparator)的设计
比较器将模拟的输入和D/A的输出电压进行比较,比较结果输入到SAR & Control Logic模块以完成二进制查找算法。比较器的结构如图8所示。
图8 比较器的结构
必须采用两级前置放大器来增加输入比较器电压的差值。前置放大器使输入的变化足够大,并且将其加到锁存器的输入端,这样组合了电路的最佳特性。
(1) 前置放大器
图9为前置放大器的电路结构,RS与RS非两个相反时钟信号用来控制比较器的复位,在比较器的过程中把B11和B12的电压使复位至相等,为比较做好准备。为了获得更高的工作速度,在两输出端之间还有两个钳位二极管。
お
图9 前置放大器
(2) 第三级比较器
第三级比较器的结构采用可再生比较器,他是使用正反馈来实现两个信号的比较。可再生比较器又可称为锁存比较器,其电路的拓扑结构见图10。
图10 锁存比较器电路的拓扑结构
其中两相非交叠时钟Q1和Q2的波形如图11所示。
图11 时钟信号Q1和Q2的波形
当时钟Q1为高时,比较器处于复位状态,这时节点1和2被置成相等。接下来,当Q1和Q2都为低时,通过M3和M4管再生。当Q1为低、Q2为高时,比较的结果通过M5、M6、M7、M8、M9的作用输出,并保存上述输出状态至下一个复位状态。
3 版图设计及仿真结果
(1) 版图设计： 整个SAR ADC的版图如图12所示(Size480 μm * 350 μm)。
图12 版图示意
(2) 后仿结果
在FF case下的ENOB=101 b;SINAD=6259 db; SFDR=7011 db。总功耗为680 μW,总的泄漏电流小于02 μA。用仿真结果所画的输出代码的FFT图形如图13所示。
图13 用仿真结果所画的输出代码的FFT图形
4 设计总结
本设计采用013 μm CMOS工艺,分别用25 V的模拟电源电压和12 V的数字电源电压供电,实现了10 b的精度,经HSPICE仿真结果证明设计有效。该设计实现了低功耗、小的芯片面积的SAR ADC的设计。
参 考 文 献
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关键字：集成运放；差分放大；电压放大；功率放大
1.集成电路运算放大器的内部组成单元
集成运算放大器是一种电子元器件，它是采用一定的制作工艺将大量半导体三极、电阻、电容等元器件及他们之间的连线制作在同一小块单晶体的芯片上，并具有一定功能的电子电路。
输入级由差分式放大电路组成，利用它的电路对称性可提高整个电路的性能；中间电压放大级的主要作用是提高电压增益，它由一级或多级放大电路组成；输出级的电压增益为1，但能为负载提供一定的功率，电路还需要电源供电才可以工作。
2. 集成运放的典型应用
加法器、减法器：由集成运放可以组成加法器、减法器。这二种电路在各种书刊上介绍得比较多，这里不再分析。
仪用放大器：由于各种传感器输出的信号一般比较微弱，所以要用高精度的仪用放大器对微小电平的直流信号进行放大，仪用放大器由减法器拓扑而来的，利用了同相输入端高阻抗的优势。基本的仪用放大器如图2所示，其中：R1＝R3，R2＝R4，Gain＝R2/R1。
滤波器：由集成运放可以组成一阶滤波器和二阶滤波器，其中一阶滤波器有20dB每倍频的幅频特性，而二阶滤波器有40dB每倍频的幅频特性。为了阻挡由于虚地引起的直流电平，在运放的输入端串入了输入电容Cin，为了不影响电路的幅频特性，要求这个电容是C1的100倍以上，如果滤波器还具有放大作用，则这个电容应是C1的1000倍以上，同时，滤波器的输出都包含了Vcc/2的直流偏置，如果电路是最后一级，那么就必须串入输出电容。图3.是典型的低通滤波器，图4是典型的高通滤波器。
方波、矩形波信号发生器：由集成运放构成的方波信号发生器电路如图5 所示, 这里的集成运放器作电压比较器。双向稳压管VDz 的稳定电压为士Uz 。电路的正反馈系数F为。
电路中, 电压比较器的输出电压有高电平和低电平两种情况,即Uo=+Uz(Vp>Vn)或Uo=―Uz(Vp
在接通电源的瞬间，输出电压究竟偏于正向饱和还是负向饱和，那纯属于偶然。输出电压偏于正向饱和，即Vo=+Vz时，加到电压比较器同相端电压为+FVz，而加于反相端得电压，由于电容C上的电压Vc不能突变，正能由输出电压Vo通过电阻R按指数规律向C充电来建立。显然，当加到反相端的电压Vc略正于+FVz时，输出电压便立即从正向饱和翻转到负饱和，-Vz又通过R对C进行反向充电，知道Vc略负于-FVz值时，输出状态在翻转过来。如此循环不已，形成一系列的方波输出。
锯齿波发生器：它是由同相输入迟滞比较器和充电时间常数不等的积分器共同组成的。
同相迟滞比较器的上下门限和门限宽度为
当电源接通时，有Vo1=――Vz，则-Vz结果R6向C充电，使输出电压按线性规律增长。当Vo上升到门限电压时，使Vp1=Vn1=0时，比较器输出Vo1由-Vz上跳到+Vz，同时门限电压下跳到值。以后Vo1=+Vz经R6和二极管、R5两条支路向C反向充电，由于时间常数减小，Vo迅速下降到负值。当Vo下降到门限电压使Vp1=Vn1=0时，比较器输出Vo1又由+Vz下跳到-Vz。如此周而复始，产生振荡。由于电容的正向和反向充电常数不相等，输出波形Vo为锯齿波形，Vo1为矩形波形，其振荡周期为
当R5、二极管支路开路，电路C的正、负向充电时间常数相等，此时锯齿波变成三角波，其振荡周期为
参考文献：
[ 1] 童诗白, 华成英. 模拟电子技术基础( 第三版)[M ]. 北京: 高等教育出版社, 2001.
[2] 李雅轩. 模拟电子技术(第二版)[M].西安电子科技大学出版社.2003.
[3] 毕查德・拉扎维.模拟CMOS 集成电路设计.陈贵灿，程军，张瑞智，等译.西安：西安交通大学出版社，2009.
篇9
【关键词】有源滤波器;RC张驰振荡器;自动调节
RC有源滤波器广泛应用于现代大规模集成电路中。特别RF收发器等无线通讯电路中，带通滤波器和低通滤波器的性能直接决定了收发器的选择性和抗干扰性能。然而集成的RC有源滤波器，由于集成电路制造工艺的原因，RC常数波动较大，达±30%之多。
许多RC常数调节电路的精度只有±2～ 10%[1]，[2]。在一些无线通讯的接收机中，信号带宽只有100kHz左右，相对于2MHz左右的中频信号，中频带通滤波电路的RC常数需要达到1%的精度。本文设计了一种高精度RC常数调节电路。提出了一种RC常数自动调节的算法。在SMIC 0.18um工艺中实现了对中心频率为2.2MHz，信号带宽为100kHz的6阶带通滤波器的RC常数的自动调节。在全工艺角范围内，调节精度达0.5～1%。
图1 RC常数调节电路框图
1.RC常数调节电路
本文提出的RC常数调节电路结构如图1所示，包括RC张驰振荡器电路、计数器、数字算法和上电复位等。RC张驰振荡器电路产生与RC常数成反比的时钟频率，当RC常数大于设计值时，振荡器输出频率低于设计值，反之亦然;计数器模块根据输入晶振时钟信号对RC振荡器输出频率级数，计算出RC常数值;逐次逼近式数字算法把计数器的结果同设定的目标值进行比较，判断RC常数大于、等于还是小于目标设定值。如果RC常数大于目标值，则减小RC振荡器的电容;如果RC常数小于目标值，则增加RC振荡器的电容;等于目标值，则输出最终的滤波器RC常数控制信号，RC常数调节完成。
RC常数调节的精度由RC张驰振荡器精度、计数器精度和可调电容阵列的调节精度决定。12位的计数器，考虑RC常数变化范围，计数精度可达11位，对RC常数调节精度的影响几乎可以忽略;采用8位数字控制位调节电容的大小，结合±30%的调节范围，其理论调节精度约为0.25%;RC张驰振荡器的调节精度需要达到0.2%才能使RC常数调节的精度达到0.5%以内。
2.RC张驰振荡器
RC张驰振荡器是RC常数自动调节电路的关键模块，其性能直接决定了RC常数调节的精度。RC张驰振荡器包括充放电网络、比较器和数字控制逻辑等。图2给出了RC张驰振荡器的电路结构、振荡波形和控制开关时序图。
RC张驰振荡器的频率由RC常数确定，理想条件下，RC张驰振荡器的周期可表示为：
上式中，VREF为充电电压，VGND为放电电压，VH和VL分别为高低比较电压。从OSC周期的公式可以看出，VH和VL的偏差会影响OSC的频率值。设计中，VH和VL均由VREF分压得到，精心匹配过的电阻，匹配精度可达0.1%，对OSC的频率影响不大。
比较器失调电压Vos，比较器和逻辑控制电路的延时造成RC充放电网络的过充电和过放电，最终导致振荡器输出频率变小。
为减小比较器失调电压对RC张驰振荡器振荡频率的影响，从振荡器结构上，本文采用了单个比较器结构的张驰振荡器。相比两个振荡器结构的张驰振荡器[]，比较器失调电压的影响几乎可以忽略。
图2 （a）RC张驰振荡器结构图;
（b）RC振荡波形及控制信号
图3 自偏置输出比较器电路图
自偏置是一种将输出反馈到偏置模块的偏置结构[3]，本文提出的自偏置输出级的比较器如图3所示，由高增益的前级放大器和自偏置输出级组成。高增益前级放大器减小比较器的增益误差，自偏置输出级减小比较器的延时。仿真显示，自偏置输出级比较器的延时时间可减小到0.1ns以内。
3.RC常数自动调节算法
3.1 输出反馈式自动调节算法
RC常数自动调节算法的关键是计数器结果和目标值比较完成后，RC振荡器电容阵列控制信号的调节，即电容控制位调整步长的选择。本文引入逐次逼近的概念，根据计数器输出与目标值比较的结果，不断调节控制位的步长，当RC常数计算值与目标值差别较大时，增大控制位的步长;反之，减小控制位的步长。次算法有效减少了系统迭代次数，缩短了调节时间。图4给出了RC常数最大（+30%）和RC常数最小（-30%）两种条件下，RC自动调节数字算法的收敛过程。结果显示，调节算法的迭代次数约为9次。
图4 RC自动调节数字算法收敛过程
图5 RC常数自动调节算法
3.2 RC自动调节过程
本文提出的RC常数自动调节的流程如图5所示。其自动调节步骤如下：
1）上电复位和目标值设定，将计数器复位清零并设定RC常数调节目标值（通常为典型工艺条件下RC张驰比较器输出频率值）;
2）OSC初始化，电容阵列复位开关使能，然后充电开关S1使能，充电电压VREF通过串联电阻对电容阵列充电，OSC开始工作;
3）计数器通过外部输入高频率晶振时钟计算OSC的频率;
4）计数器计算的OSC频率与目标设定值进行比较：a）OSC频率高于目标值，说明RC常数小于目标值，则增加OSC电容阵列控制位的值，返回到OSC初始化，重新计算新的OSC振荡频率，b）OSC频率低于目标值，说明RC常数大于目标值，则减小OSC电容阵列控制位的值，返回到OSC初始化，重新计算新的OSC振荡频率，c）OSC频率等于目标值，说明RC常数等于目标值，输出最终的滤波器电容阵列调节控制位的值，RC常数调节完成。
5）关闭OSC电路，等待系统下次调节的指令。
4.电路实现和测试结果
本文在SMIC 0.18um 1P6M混合信号工艺下，实现了RC自动调节电路，并用于调节一个中心频率为2.2MHz的六阶RC带通滤波电路。用Spectre-Verilog数模混合仿真了不同电源电压和工艺角下，RC带通滤波器中心频率自动调节的结果。图6的仿真结果显示，在最差工艺角下，RC常数调节精度为0.77%。虚线表示的是芯片测试结果，RC常数自动调节的精度为1%。
图6 RC常数自动调节仿真结果
5.总结
针对有源滤波器的RC常数随工艺角变化的问题，本文提出一种高精度RC常数自动调节电路及其算法。采用了单一比较器结构的RC张驰振荡器有效减小了比较器失调电压对振荡器频率的影响;高速自偏置输出级比较器使比较器延时减小到0.1ns以内。在SMIC 0.18um工艺下实现了对6阶带通滤波器的RC常数自动调节。芯片测试结果显示其调节精度达0.7～1%。
参考文献
[1]Bo Xia，et al.An RC time constant auto-tuning structure for high linearity continuous-time ΣΔ modulators and active filters.Circuits and Systems I：Regular Papers，IEEE Transactions on Volume：51，Nov.2004：2179-2188.
[2]T Oshima，et al.Novel automatic tuning method of RC filters using a digital-DLL technique.Solid-State Circuits，IEEE Journal of Volume：39，Nov.2004：2052-2054.
[3]CMOS Analog circuit Design（second edition），Phillip E.Allen，Douglas R.Holberg.
作者简介：
篇10
关键词：负压检测 闭环控制 温度 时间
中图分类号：TM910.6 文献标识码：A 文章编号：1672-3791（2017）01（b）-0055-03
1 智能型镍镉充电器的原理框图
1.1 充电器
一般都是由电源部分、恒流电路、控制部分以及电池状态检测电路组成。电源部分，一般是通过一个开关电源把市电转换成要充电的电压，开关电源的好处就是转换效率高，电能利用率高（见图1）。
恒流电路是通过检测充电的电流来控制充电的电压。电池状态检测是通过外部电路检测当前电池电压、温度等参数。控制电路是一般都是由MCU来产生一个控制信号和指示信号。
1.2 设计思路
通过原理框图结合一些成熟的电路原理图，经过分析自己可以设计出充电器的硬件原理图来。
2 智能型镍镉充电器的硬件原理
2.1 交流-直流整流电路
市电经过电路后接两个电阻给电容XC1放电使用，防止在充电器拔出后人体碰触插头被电麻，电感LF1是对电源的电流起到一个滤波的作用，使得电流平稳。4个二极管是对电压进行桥式整流转换成一个脉动的直流电压供电源的高压一次侧使用。
2.2 高压一次侧的主回路和震荡电路。
脉动的直流电压，电压经过二极管D10和电阻R15，R17到震荡芯片OB2263，给震荡芯片一个刚上电的电压，让芯片产生震荡电压给场效应管Q2工作，即导通和关断。芯片产生的震荡频率为：
Fosc=6500/RI（Kohm）（kHz）
当场效应管Q2导通后，电压经过高l磁芯T1A的高压侧，经过开关管，还有下面4个并联的0.5ohm电阻形成回路，产生电流。回路电流经过高频磁芯，T1A的高压侧，会在二次侧产生一个感应的电流。
经过4个并联的电阻后，会在电阻上面产生一个电压，反馈到芯片OB2263中芯片会根据这个电压来调节输出频率。在上电后，OB2263的产生震荡足以在T1B高频磁芯的二次侧，电压经过D9，R14来给OB2263提供电源。
2.3 恒流转换电路
这是一个充电电路，高压一次侧经过高频磁芯T1A产生变化的电流，在二次侧产生感应电流，而产生感应电压，对电阻R10，R11起到保护的作用，在没有外部回路的时候，即没有接上电池的时候，或者开关管AO3401关断的时候，会经过电阻形成电流回路。开关管经过控制电路核心芯片MCU控制。Vo_bat端口的电压，反馈到MCU的ADC上。D7，R9和控制电路的电源接到一起，起到辅助供电的作用。R13作为一个采样电阻，其作用是可以采样流过电池中的电流，在电阻上形成一个电压，这个电压和控制电路的比较器的固定电压比较，产生电平信号对芯片OB2263的FB信号进行控制，来控制一次侧的开关频率，从而起动对电流的控制作用。在电阻R13上的电压可以表示为：
Vs=In×0.1（V）
2.4 控制电路以及其供电电路
高压侧的开关管在一次侧产生一个变化的电流，高频磁芯T1C二次侧也会产生一个感应电流，经过回路会有一个感应电压。稳压电路TL431，经过反向电压形成电压，让三极管MPS222A打开，经过滤波电容C6，形成一个稳定的电压M_VDD，供控制芯片供电。
电池状态检测电路，M_VDD经过R39到端口NTC，这是一个温度开关，用来检测电池的温度，当电池温度过高的时候，温度开关会断开，否则温度开关会闭合。还有一个电阻分压电路R35，R33，用来测量电池当前的电压，以检测电池的负压。
分得的电压为：
V=Vo_bat×1.5/（33+1.5）（V）
CTR端口是有MCU的P1.4端口控制，当P1.4端口为高电平时候，三极管Q3导通，则恒流电路的AO3401开关管打开，对电池充电，反之，开关管关断，电池不充电。
充电指示电路LED端口，接一个双向的LED灯，用来支持是否在充电状态，充电状态指示灯会亮红等，其他状态会亮绿灯。
MCU的特点就是内部有一个比较器，对整个充电电路起到关键的作用，也节省了一个比较器的成本。P5.5为比较器的正端，接上了一个固定的电压：
V+=M_VDD×10/（33+10）（V）
负端接上一个采样电压，即恒流电路中采样电阻上的电压（V-）。P1.2为比较器的输出端。当V+>V-的时候P1.2输出高电平，当V+
3 控制电路的软件系统
3.1 软件系统流程
在MCU上电或者复位之后，MCU必须起动比较器，比较器是整个硬件电路的关键，要起到恒流的作用必须要开启比较器。还有一系列的系统初始化MCU的IO口的配置，在一系列的初始化以后，进入到充电系统循环。（见图3）
3.2 充电结束的条件
由图3可以看出来，充电结束有3个条件，只要满足其中的一个条件，充电过程就会结束。充电结束只要达到充电结束的条件，需要立即停止充电，这个时候，需要检测的就是电池是否拔出，如果电池没有拔出，不允许重新循环充电，这样会损伤电池。检测电池是否拔出，可以检测外部的电压，通过ADC采样电池电压，如果电池还在测存在电压，如果电池不存在，则电池电压很小。
参考文献
[1] 童诗白，华成英.模拟电子技术基础[M].4版.高等教育出版社，1980.
[2] 胡进德，丁如春，刘爱荣.51单片机应用基础[M].2版.湖北科学技术出版社，2011.
