电容式范文

导语：如何才能写好一篇电容式，这就需要搜集整理更多的资料和文献，欢迎阅读由公务员之家整理的十篇范文，供你借鉴。

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关键词：电容式；套管；检测

Abstract:Operational experience has shown that, some capacitive bushing is the weak link of the insulation of large transformer. Especially damp inlet casing due to internal discharge flashover, explosion, cause an accident caused a higher rate. In view of this situation, the capacitive bushing in operation how to correctly find the damp is worthy of attention. In general, the positive wiring method, often appear small TGδ value, such as the basis of judgment, will bring serious consequences. This article from the view of operation of several detection methods are analyzed and the corresponding countermeasures.

Key words: capacitive bushing; detection;

中图分类号：TM53文献标识码：A 文章编号：

1电容式套管受潮进水的原因和对被测试介质回路的影响

虽然密封式电容式套管储油器因其良好的密封性能已被广泛应用，但由于制造工艺或运行维护方面的原因，其防潮效果不可能百分之百满足设计要求。由于尤文的变化，套管储油器内的油体积也会随之而变化。当其体积缩小时，会在·套管内部形成负压。这种负压对于密封处某个局部微小缝隙来说，将形成向内的吸力。根据绝缘油的膨胀系数（0.000672～0.00072）来推算，50～60公斤的绝缘油在温度降低10℃的情况下，油体积将缩小350～400毫升。这样在其密封条件被消弱后就可能吸进潮气或雨水。在潮气的进入情况下，套管储油器内的的真空也随之被破坏。当达到一定条件，潮气可能会凝结为水，而水因为比油的比重大，所以很快沉向套管底部。通过现场对未安装的套管从下部放油检查，发现有些套管存在积水现象，其积水量约等于形成负压时的计算体积。在这种受潮性质下的介质将会出现如下情况：

1.1以电容芯子为主的主电容无实质性的变化。由于水滴很快沉积到套管底部，所以只是短暂的表面性作用于瓷套内部表面、小套管引线、小套管内壁、电容芯子表面，而不是作为悬浮液的水微粒混悬在油中，因此不会造成各层电容极板中的介电常数发生变化。这种受潮类型叫做套管内表受潮。

1.2聚积在下部的水一般不可能使电容层短路。由图1可看出：

图1电容式套管内部剖图

电容芯子中的电缆纸一般超出铝箔35～40毫米，且电容芯子最末端离下瓷套也保留有30毫米左右的距离，所以水若要积聚到62～70毫米深度是不可能的。

1.3套管在试验电压下所反映的受潮情况：在试验电压的作用下，各级电容的对地电位使得套管的受潮以对地泄漏的形式表现出来。图2是电容芯子、小套管、法兰的相对位置图。

图2电容式套管结构图

正接线法测量tgδ值时，电桥的Cx接末屏小套管引出桩头，CN和高压接导电杆。作出这种情况下的等值电路图如图3所示：

图3正接线法测量电容式套管tgδ值等值电路图

说明：C1～C26为26个电容屏各屏电容（此处以110KV为例，为26个电容屏，下同）；

R1～R26为各屏有功损耗等值电阻；

RL1～RL26为各屏对地泄漏等值电阻；

RXC为小套管引线或小套管瓷套内壁受潮后的对地泄漏等值电阻；

RC为套管内壁受潮后的对地泄漏等值电阻。

如以RL表示套管内表受潮后的总等值电阻，则电桥的Cx测量臂中的套管等值电路如图4. Cx、RX、Cx´、RX´表示26层电容屏在测量臂中的集中参数。为了定性地讨论问题，RL旁路选择在26屏当中。

图4 Cx测量臂中的套管等值电路

2 正接线法测量内表受潮套管tgδ值的误差原因：

众所周知，对于绝缘状况良好的套管，RL∞，IRL0.图4中等值电路可由图5（a）的简化等值电路图表示，图5（b）为其向量图。

图5向量图

Cx、RX代表电容套管的介质参数。由图5有： ix=iC+iR；tgδ=iR/ iC=1/ωCxRX

套管内表受潮后，由于RL的旁路作用，ix′< ix，对于图4中的a节点来说，电桥不平衡时有：ix′= iR3+ ig 调整R3、C4使电桥平衡，此时ig=0，则有：

ix′= iR1= iC+iR′

由于 iR′iRL iR-iRL

故有ix′= iC+（iR-iRL）

tgδ=（iR-iRL）/ iC

由于受潮的内类型对以电容芯子为主的主电容无实质性影响，所以IC基本不变。而由于IRL的存在，恒使有功电流减小。所以正接线法测量这类受潮套管介损时，tgδ值总是呈偏小的趋势。另外，当IRL= IR时，tgδ=0；IRL> IR时，tgδ为负值。上述情况见向量图6

图6向量图

3.结语：

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关键词 电容式套管；介质损耗；末屏小套管；数据异常

中图分类号：TM216 文献标识码：A 文章编号：1671-7597（2013）23-0031-01

大唐兰州西固热电有限责任公司二厂110 kV系统所属穿墙套管均为油纸绝缘的电容式套管。但近几年先后发现，个别套管的介质损耗值呈现逐年上升趋势，或者介质损耗值超标现象，但从化学方面的色谱分析结果来看，各项检测指标未见异常现象。在排除了由于外界因素影响套管的介质损耗值超标的因素后，根据油纸电容式套管的特殊结构分析，造成电容式套管介损超标的原因主要是内部放电缺陷所致，其内部放电缺陷的原因主要有两个：

1）由于制造工艺不良，绕制不紧，使电容芯子存在气隙，这些气隙在高电场作用下，发生局部放电，引起油的分解和绝缘化。

2）电容套管的末屏接地引线断裂，造成电容屏的电位悬浮，以及测量小套管的引线断裂而在油中引起放电。

1 电容套管介质损耗数据分析与末屏检查

08年5月15日11002的B相穿墙套管介损检测结果如表1。从表1套管的介质损耗检测数据中看到，电容值的变化与06年相比为+0.87%，与07年相比为+5.5%。在《电力设备预防性试验规程》（DL/T596-1996）中规定电容型套管的电容值与出厂或上一次的试验值的差别超过±5%时，应查明原因。对该套管再次进行了正接线介质损耗测量，测量结果与交接使得测试数据相比基本吻合，电容套管的绝缘油色谱、简化分析各项指标均合格。因此，我们进一步将反接线测量数据与历年因RTV涂料失效引起的介损超标检测结果（电容值和介损值均变化显著）对比、分析，变电专业技术人员配合对11002的B相穿墙套管本体进行了仔细检查，发现由于套管末屏接地点锈蚀，接地不良，运行电压下或试验时，末屏由电离可能发展为局部放电而导致电容套管主绝缘的介质损耗损耗tgδ值增大。经处理电容套管末屏接地点，保证了电容式套管末屏接地的完好性。经试验，介质损耗试验结果合格。

08年5月17日11002的B相穿墙套管末屏小套管锈蚀处理后，经试验人员检测，介质损耗试验结果合格，如表2。

表2 11002的B相穿墙套管末屏处理后介质损耗测量数据

电容值（Pf） 介损值（%） 备注 试验接线

450.8 0.56 06年测量结果 反接线

453.86 0.47 08年末屏小套管锈蚀处理后介质损耗试验结果合格

2 经验及总结

在11002的B相穿墙套管因末屏小套管锈蚀而引起的介质损耗测量数据异常的经验基础上，我们又先后于08年7月17日处理了1122的B相套管、08年8月6日处理了1109的C相套管末屏接地点锈蚀，试验数据分别见表3、表4。经分析及现场实际检查，发现二厂110 kV电容套管处在无防水檐遮挡的位置，末屏小套管接地点的接触面受环境影响出现氧化现象，致使末屏小套管接地点锈蚀 ，造成末屏接地不良。电容式套管末屏如接地不良，当进行介损试验时，末屏对地放电会导致tgδ值增大。如套管长期运行造成电容末屏的电位悬浮，末屏对地放电，最终引起套管爆炸，影响电网的安全运行。

表3 1122的B相穿墙套管介质损耗检测数据

电容值（Pf） 介损值（%） 备注 试验接线

348.8 2.53 介损结果严重超标 反接线

335.73 0.407 末屏接地点处理后，

介损检测结果合格

表4 1109的C相穿墙套管介质损耗试验数据

电容值（Pf） 介损值（%） 备注 反接线

468.3 0.863 介损结果接近1%的标准

455.73 0.407 末屏接地点处理后，

介损检测结果合格

通过在电容套管介质损耗试验中，因末屏小套管锈蚀引起的介质损耗测试数据异常分析，我们应当认识到，在进行电气设备绝缘状况分析时，应结合历年试验数据、电气设备绝缘油色谱分析数据及现场实际情况进行综合分析、判断，以便对电气设备的健康状况达到准确的判断，及时发现设备的隐形缺陷，保证电网的安全运行。

参考文献

[1]陈天翔，王寅忠.电气试验方法[M].北京：中国电力出版社，2005.

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关键词：电容式传感器；非线性误差；位移

引言

电容传感器是将被测量的变化转换成电容量变化的传感器，具有结构简单，动态响应好，灵敏度高，能测量微小变化等优点。广泛应用于位移、速度、加速度等机械量精密测量。在实现运料车辆寻轨运行至指定位置，进行货料称重并完成卸载储存的智能化仓储管理系统中，利用电容式位移传感器实现位移检测，保障小车能够准确停靠，其调理电路的设计至关重要，本文对此进行了研究。

1智能仓储管理系统原理

智能化仓储管理系统采用单片机控制，结合应变片传感器、电容传感器、A/D转换模块、H桥PWM输出模块、放大电路等，构成运料小车，其原理框图如图1所示。图1中，应变片传感器完成称重功能，电容传感器检测位移，确定小车停靠位置。

2电容传感器信号调理电路设计

在本电容传感器信号调理电路设计中采用差动式电容传感器，调理电路设计中采用二极管不平衡环形电路，差动输出的电容量在调理电路中分别是Cx1和Cx2，其调理电路如图2所示。电容式传感器调理电路由与非门组成的多谐振荡器、LM324构成的放大电路以及二极管不平衡环形电路构成。图2中，U1A和U1B两个与非门之间经电容C1和C2耦合形成正反馈回路。合理选择反馈电阻R2和R3，可使U1A和U1B工作在电压传输特性的转折区，这时，两个反相器都工作在放大区。由于电路完全对称，电容器的充放电时间常数相同，可产生对称的方波。改变R和C的值，可以改变输出振荡频率。方波经过LM324运放放大后，送给二极管不平衡环形电路。二极管不平衡环形电路中的Cx1和Cx2为电容传感器的两个差动输出的电容量，位移变化时，电容量发生变化。电容量的变化使得输出端电压含有直流分量，直流分量经过低通滤波后在输出端得到不同极性的直流电压。在系统中该直流电压大小对应位移的变化，从而实现位移的检测。二极管不平衡环形电路的设计如图3所示。图3中，Cx1和Cx2为差动式电容传感器的两个电容量，D4~D7为特性相同的4个二极管。与非门组成的多谐振荡器输出的方波经过放大后再经C4，L1隔离直流和低频干扰信号，在MO端的电压uMO为正、负半周对称的方波。在uMO正半周时，一路经D4对Cx1充电，另一路经D5对Cx2充电。在uMO负半周时，一路经D6对Cx2充电，另一路经D7对Cx1充电。若初始状态下Cx1=Cx2时，C5两端的电压uC5是对称的方波，因此uNO（uNO=uMO-uC5）也是对称的矩形波，没有直流分量。当Cx1≠Cx2时，C5两端的uC5为正负半周不对称的波形，使得uNO存在直流分量，直流分量经过L2和C6低通滤波后，在输出端得到不同极性的直流电压Uo。

3电容式传感器测位移实验

搭建电容式位移传感器调理电路的测试平台，随着位移的变化电容传感器电容量发生变化，从而调理电路输出电压UO发生变化，经过多次实验得到位移—输出电压的几组数据，如表1所示；对得到的数据计算平均值，结果如表2所示。采用端点直线法，以传感器校准曲线两端点间的连线作为拟合直线，两端误差为零，中间大。取端点（x1，y1）=（0.2，65）和（x6，y6）=（1.2，613）.

4结论

针对电容式位移传感器设计的调理电路进行试验平台搭建和数据分析，采用端点直线法进行拟合计算出非线性误差仅为±0.27%，非线性误差很小，设计的调理电路在实际应用中有很大的实用价值，能够准确的测量微小变化的位移。

参考文献：

[1]孙立宁，晏祖根.电容式微位移传感器设计及其应用研究[J].传感器技术，2005，24（10）：13-15.

[2]海静，卢文科.基于最小二乘法的差动变面积式电容传感器非线性拟合[J].仪表技术，2014（2）：11-13.

[3]李岩，刘迪，张树团.一种基于电容应变式传感器的信号调节电路.自动化与仪器仪表，2014（1）：64-65.

[4]朱凌俊，王盛，任亚琳，等.基于电容传感器的孔径测量装置[J].机械，2015（10）：34-39.

[5]宋美杰.基于电容传感器的薄膜厚度测量系统设计[J].教育教学论坛，2016（19）：173-174

[6]张德福，葛川，李显凌，等.电容传感器线性度标定平台[J].光学精密工程，2016（1）：143-151.

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一、陀螺接口电路工作原理

（一）陀螺驱动电路的工作原理

本文所讨论的陀螺采用电磁驱动，其原理是在陀螺周围设置一条由一块具有很强磁性的永久磁铁构成的磁路，这一磁路在垂直于陀螺驱动振动方向产生一个稳定的静磁场，在驱动质量块振动的一个小的区域，这一磁场可以认为是均匀的。在驱动质量块上采用蒸铝的办法制作一条驱动导线，那么当在驱动导线上加一个驱动电流时，驱动导线将会受到洛伦兹力的作用。由于驱动导线是采用蒸铝的方法在驱动质量块上制作的，所以驱动导线和驱动质量块是一体的。下图为驱动电路工作原理图

（二）陀螺检测电路的工作原理

本文所讨论的陀螺的检测方式为电容检测。电容检测方法有很多种，比如开关电容检测法、充放电流法、电容频率转换方法、电容相位检测方法、D-S法、A-D转换法、PWM法等等；由于陀螺检测电容的一些特殊性质，首先需要测量的是简谐变化电容的幅度，并且这个幅度很小，电容变化的幅度大约是静态电容的几千分之一，静态时检测电容的大小大约为5 pF，需要检测的电容幅度大约为10aF，这么微小的电容变化用以上的方法很难实现；而且，由于陀螺驱动信号对检测电极的耦合，耦合的信号与检测电容变化的频率相同，两个信号难以区分。所以，在检测电容的电路中采用了载波调制方法测量电容，把电容的变化转化成高频信号的幅度变化；这种方法可以去除陀螺驱动信号对检测电极耦合的低频信号，而且通过对高频信号的同步检波可以检测微小电容变化。我们在检测电容极板上加了1MHz的载波对信号进行幅度调制，在用积分器检出信号并经过放大和滤波以后，采用同步解调的方法对1MHz的载波进行卸载。由于角速度信号经过了驱动速度的调制，所以在卸载了1MHz载波以后，还需要再经过一次同步解调才能得到角速度信号。另外，为了提高陀螺的工作带宽和线性度，检测电路采用力平衡方式，这就需要将卸载了1MHz载波以后的信号经过移相以后反馈到电容极板上。

二、关键器件选用

在陀螺接口电路中，需要用到一些关键器件，这些器件的正确使用对提高接口电路的性能至关重要，下面介绍几个主要的器件。

（一）波形发生器

在驱动电路中，需要发生一个与驱动模态的固有频率（2kHz）相同的信号来驱动质量块；在检测电路中，需要发生一个1MHz的载波信号。这就需要用到波形发生电路。单片集成的波形发生电路有ICL8038、MAX038等，其中MAX038具有比较优越的性能，因此我们选用了这一器件作为波形发生器。

（二）可调增益放大器

在驱动电路中，为了维持质量块的稳幅振动，需要通过速度反馈电压来控制驱动电流的大小，我们采用AD603来完成这一工作。AD603是一个高精度的可控增益放大器，它可以通过反馈信号与参考信号的差值来控制输入信号的放大倍数。其管脚连接如下图：

（三）模拟乘法器

在检测电路中，同步解调电路是决定整个检测电路性能的关键。有很多器件如AD630、AD835等都能实现同步解调的功能，但由于AD835具有高精度、高带宽以及连接简单等优点，我们选用了模拟乘法器AD835。

三、结论

微机械陀螺的接口电路是决定微机械陀螺性能的关键因素，因此，对接口电路的研究至关重要。本文从工作原理、传输函数和稳定性等方面对接口电路进行了分析，并介绍了接口电路中所用到的几种关键器件。理论分析和实验表明，我们的驱动电路是稳定的，检测电路是可行的。

参考文献：

[1]凌林本，李滋刚，周百令，熊正南.硅微机械陀螺传感器信号的检测方法.中国惯性技术学报.1999.12

[2]李昕欣.硅多层微机械结构的无掩模腐蚀技术和硅微机械振动式陀螺的研究.复旦大学.1997.11.

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关键词：触摸屏；投射电容式触摸屏；触摸屏控制器

触摸屏广泛应用于我们日常生活各个领域，如手机、媒体播放器、导航系统、数码相机、数码相框、PDA、游戏设备、显示器、电器控制、医疗设备等等。

通用的触摸屏包括适用于移动设备和消费电子产品的电阻式触摸屏和投射电容式(projected capacitive)触摸屏以及用于其他应用的表面电容式(surface capacitive)触摸屏、表面声波(SAW)触摸屏和红外线触摸屏。

电阻式触摸屏

应用比较多的电阻式触摸屏(图1)具有空气间隙和间隔层的两层ITO(Indium TinOxide，铟锡氧化物)。电阻式触摸屏是大量应用、经过验证、低成本的技术。其缺点是：薄弱的机械性能；堆叠厚，相对较为复杂；不能检测多个手指的动作；前面板实现方案易损坏；有限的工业设计选项；光学性能不良；需要用户校准。

投射电容式触摸屏

触摸屏的电容触摸控制采用一个用传导物质(如ITO)做涂层的表面来存储电荷。传导物质沿屏的X轴和Y轴传导电流。当传导(如手指)触摸时控制电场发生变化，而且可以确定沿水平轴和垂直轴触摸的位置。在带按键触摸位置的应用中，把分立的传感器放置在特定按键位置的下面，当传感器的电场扰时系统记录触摸和位置。投射电容式触摸屏示于图2。

投射电容式触摸屏比其他触摸屏技术的优势是：

・出色的信噪比；

・整个触摸屏表面具有高精度；

・能够支持多个触摸；

・通过“厚的”电介质材料进行感应；

・无需用户校准。

QTOUCh技术

QTouch技术是Atmel触摸技术部前身Quantum(量研科技)的专利。所开发的集成电路技术是基于电荷一传输电容式感测。QTouch IC检测用传感器芯片和简单按键电极之间单连接来检测触摸(图3)。QTouch器件对未知电容的感测电极充电到已知电位。电极通常是印刷电路板上的一块铜区域。在1个或多个电荷一传输周期后测量电荷，就可以确定感测板的电容。在触摸表面按手指，导致在该点影响电荷流的外部电容。这做为一个触摸记录。也可确定QTouch微控制器来检测手指的接近度，而不是绝对触摸。判断逻辑中的信号处理使QTouch健全和可靠。可以消除静电脉冲或瞬时无意识触摸或接近引起的假触发。

QTouch传感器可以驱动单按键或多按键。在用多按键时，可以为每个按键设置1个单独的灵敏电平。可以用不同大小和形状的按键来满足功能和审美要求。

QTouch技术可以采用两种模式：正常或“触摸”模式和高灵敏度或“接近”模式。用高灵敏电荷传输接近感测来检测末端用户接近的手指，用用户接口中断电子设备或电气装置来启动系统功能。

为了优异的电磁兼容，QTouch传感器采用扩频调制和稀疏、随机充电脉冲(脉冲之间具有长延迟)。单个脉冲可以比内部串脉冲间隔短5％以上。这种方法的优点是较低的交叉传感器干扰，降低了RF辐射和极化率，以及低功耗。

QTouch器件对于慢变化(由于老化或环境条件改变)具有自动漂移补偿。这些器件具有几十的动态范围，它们不需要线圈、振荡器、RF元件、专门缆线、RC网络或大量的分立元件。QTouch做为一个工程方案，它是简单、耐用、精巧的方案。

在几个触摸按键互相靠近时，接近的手指会导致多个按键的电容变化。Atmel专利的邻键抑制(AKS)采用迭代技术重复测量每个按键上的电容变化，比较结果和确定哪个按键是用户想要的。AKS抑制或忽略来自所有其他按键的信号，提供所选择按键的信号。这可防止对邻键的假触摸检测。

触摸屏系统设计

一个触摸屏系统包括：前面板、传感器薄膜、显示单元、控制器板和集成支持(图4)。

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关键词：电容式电压互感器；二次电压；不平衡分析；防范措施

中图分类号：TM451 文献标识码：A 文章编号：1006-8937（2013）09-0104-02

2011年3月溯河变电站监控后台机遥测总表显示溯来I线线路B相电压偏高，值班员用万用表对溯来I线电压互感器二次回路进行测量，B相比A、C两相电压有效值明显偏高2～3 V，二次回路未见异常。2011年5月，500 kV溯来I线停电，试验班组对线路电压互感器进行预试，发现溯来I线电压互感器B相不合格。

1 异常及检查情况

1.1 故障情况

值班员监盘发现监控后台机遥测总表溯来I线Uab（549 kV）、Ubc（548 kV）电压比溯来II线、山溯I、II线偏大。

1.2 运行值班员检查、处理情况

①现场检查溯来I线三相电压互感器外部无异常，检查溯来I线CVT二次回路无异常。

②检查测控装置、保护采样情况（与另一回线路溯来II线进行比较）如表1所示。

③用万用表对500 kV各线路端子箱第一、二绕组二次进行测量，数据如表2所示。

④溯来I、II线的历史数据对比如表3所示。

根据采样、测量数据比较，500 kV溯来Ⅰ线的B相二次电压比本间隔的另外两相和其它间隔相同相电压高出2.4 V左右，相对误差3.8%，比较监控后台历史数据，与500 kV溯来Ⅰ线的B相有关的线电压比其它高出9 kV左右。

2 故障原因分析

2.1 CVT结构

500 kV溯来I线CVT是桂容总厂生产的，总体结构为组合式单柱结构，由电容分压器和电磁装置两部分组成。电容分压器由3节耦合电容器叠装串联组成，耦合电容器外壳采用浇铸法兰瓷套，内装经高真空浸渍处理的心子，每节心子由多个电容元件串联组成，电容元件由电容器纸、聚丙烯膜与铝箔电极卷绕压扁而成，瓷套内灌注一定压力的绝缘油。高压端在电容分压器顶端。组合式单柱结检的互感器的中压端A'和低压端N是由最下一节电容器底盖上的小瓷套引出到电磁装置内与中间电压变压器高压端A'及出线板上的N端相连。电磁装置由中间电压变压器、补偿电抗器和抑制铁磁谐振的阻尼装置在油箱内组成，二次绕组及载波通讯端由油箱正面的出线端子盒引出。

2.2 工作原理

电容式互感器工作原现是由电容分压器分压，中间电压变压器将中间电压变为二次电压。其电气原理图见图1。

C1为主电容，C2为分压电容，接在高压为U1N与地之间。则在分压电容C2、主电容C1上的电压为：

2.3 原因分析

从以上公式看出：

①高压电容中某些电容元件击穿短路使C1增大，导致U2增大。

②中压电容漏油等使介质常数变小，C2增大，XC2容抗增大，使U2异常增大。

由此可见，500 kV溯来Ⅰ线的B相二次电压比本间隔的其他相和其他间隔相电压偏高，可能是高压电容中某些电容元件击穿或是中压电容漏油等使介质常数变小造成的。

3 试验检查情况

2011年5月18日，500 kV溯来I线相关设备停电预试，溯来I线线路CVT A、C相测试合格。CVT B相下节介损测试异常：正接法电容量：16 040 pF，tanδ%：0.406%（出厂值：15 430 pF，规程标准：运行中tanδ%不大于0.025%），电容量偏大，介损超标；此数据经过广西电科院进行复测，认定不可投运。

从试验结果看：溯来I线CVT B相高压电容增大（16 040 pF），电容量偏大，不合格。试验证明对500 kV溯来Ⅰ线的B相二次电压比本间隔的其它相和其它间隔相电压偏高可能造成的原因分析是正确的。

4 预防措施

与500 kV溯来Ⅰ线B相CVT同批次的产品仍在该站和网内运行，为避免同类异常再次发生而没有引起足够重视，造成设备事故，建议采取以下几点预防措施：

①使用电容式电压互感器的变电站，值班发现母线或线路电压不平衡时，不要忽视，应及时到现场检查一次设备外观有无异常，CVT二次回路有无异常，到各保护装置、测控装置检查电压采样数值，到端子箱用万用表测CVT二次电压，进行比较判断。当确认某相二次电压确实升高，应及时汇报部门领导，缩短试验周期，在适当的时间安排预试，通过试验数据确定电压互感器是否正常，防止隐患不被及时发现造成事故。

②加强值班员巡视监管力度，如发现CVT有声响、油位异常，应及时采取措施，防止事故扩大。

③日常维护中，重视热成像仪的应用，定期对CVT红外监测和诊断，及早发现设备缺陷，排除事故隐患。

④生产厂家要严格控制工艺流程，并保证其生产附件的质量。

参考文献：

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其它领域的工程师很难想象得到应用于汽车领域的转换器与按钮在设计上的限制。因为这些元件必须要能承受：

更大的温度范围；

更大的湿度范围；

驾驶与乘客因长期接触转换器与按钮所造成的脏污。

图1：基本的电容式传感器

今日车用的按钮与转换器不仅比过去多了许多，还要能具备轻易建置的特性，以符合日趋人性化控制接口的需求，另外，还必须具备成本效益，避免采用密封封闭式的机械开关。因此，电容式触控接口（capacitive touch switches，或称为cap sense）是一个非常具有潜力的取代方案。电容式触控接口技术不仅无须采用机械式控制元器件，还具备整合人性化接口的功能，十分符合汽车工业对于可靠性与成本效应的需求。

如图1所示，电容式接口主要是由两片相邻电路极板（traces）所构成的电容器：而依据物理法，电容效应是存在于两片电邻线路极板之间的。如果有任何导电性的物体（例如：手指尖）靠近这两片极板时，平行式电容（parallel capacitance）就会与传感器产生耦合(couple)效应。因此，整体电容会随着手指尖触碰电容传感器而增加；当移开手指时，电容则会随之减少。所以只要利用一套电路系统来测量电容的变化，就可以判断手指尖是否有碰触到两片相邻的电路极板。

电容式传感器是由两片电路极板与一个机板空间所构成。这些电路极板可为电路板的一部分，上面直接覆盖着一层绝缘层。电容式传感器也可以采用玻璃印刷电路技术植入车窗玻璃，并应用于后挡风玻璃的除雾器上。另外，电容式传感器不仅可以隐藏在曝晒印制图案的背面，还能够顺应各种曲面的弧度，广泛地应用于汽车的各种功能上。

图2：典型弛张振荡器拓扑

建构电容式界面的要素：

一组电容器；

电容量测电路系统；

从电容值转译成接口状态(switch state)的近端装置。

通常电容式传感器的电容值介于10pF～30pF之间。普遍来说，手指尖经由1mm绝缘层接触到接口所造成的耦合电容是介于1pF～2pF的范围。越厚的绝缘层所产生的耦合电容则愈低。若要感应手指的触碰，则必须建置能够侦测到1%以下电容变化的电容感测电路系统。

弛张振荡器（relaxation oscillator）是一种非常有效且易于使用的电容量测电路。一般常见拓扑如图2所示：

这个电路由以下四种元器件组成：

一组同步比较器(comparator)

一组电流源

一组放电开关(discharge switch)

一组电容式传感器。

最初，放电开关呈现开启的状态，此时全数的电流会流向传感器，造成传感器电压呈现直线上升的现象。此充电动作将持续至传感器电压达到比较器阀值为止。这时，比较器会从低电压转为高电压，进一步关闭放电开关。如此一来，电容式传感器便会快速经由低阻抗路径放电至地电位。当比较器输出电压从高转低时，整个电路周期则会重复进行。依据下列的方程式，输出频率（fout）与充电电流呈现正比的关系；与阀值电压和传感器电容则呈现反比的关系。因此借着量测输出频率，就可以得知传感器电容的大小：

假设充电电流为5μA，比较器阀值电压为1.3V，而传感器电容为30pF，则会产生128KHz的输出频率将。花在量测输出频率的时间越长，则可获得越高的频率分辨率。由于更高的频率分辨率会产生更佳的电容量测灵敏度，因此增加量测时间也会相对的提高电容量测分辨率。而设计业者可分别依据不同的应用层面、传感器尺寸与覆盖绝缘体厚度等因素，调整量测电容的时间。

由上列的方程式，可以近一步推衍出下列电容方程式：

因此，显然地我们还必须有输出频率周期的量测机制。图3分别显示周期量测方式的示意图与波形图。

图3：周期量测方式示意图

弛张振荡器的输出频率在此代表脉冲宽度调变器（pulse width modulator, PWM）的频率。PWM的输出波形由低频率与高频率两种脉波构成，频率的实际值端视不同应用而定。PWM输出信号则用来当成计数器（counter）闸门（gate）的信号。当此信号为高电位时，计数器会以fref的频率累积其数值，并于闸门信号下缘(falling edge)产生中断的情况，此时则可进行读取或是重设计数器数值的动作。之前曾假设充电电流为5μA，比较器阀值电压为1.3V，而传感器电容为30pF，则会产生128KHz的输出频率。假设计数器的参考频率为6MHz，则计数器在一个周期中所累积数值为46，两个周期为93，而十个周期的计数器数值则为468。由此可知，计数器累积数值越多，产生的分辨率或是灵敏度也就会越高。设计业者可运用下列方法获得更高的计数值：

提高计数器参考频率

降低振荡器频率

增加闸门信号的周期次数

电容式接口传感器采用可变更组态的混合信号数组（configurable mixed signal array），为设计业者提供一套具备成本优势的解决方案，请参考图4所示：

图4：Cypress 可变更组态混合信号数组CY8C21x34的示意图

Cypress 可变更组态混合信号数组CY8C21x34器件不仅内含建置弛张振荡器所需的可变更组态模拟区块，还具备作为建置周期量测装置用的数字区块。更重要的是，此器件还额外内建一组I/O模拟多任务器。多任务器的每一组针脚都具备一个开关器，可直接连结到模拟总线上。I/O模拟多任务器是一套大型的交叉式开关（cross-switch），能够让每一组针脚直接连结到控制系统上的模拟数组。此外，可编程电流源与放电开关也可直接与总线连结。这套内含多功能的可变更组态混合信号数组器件，可让28个I/O针脚中的任何一个都能被当成电容式传感器的输入端使用。图5显示完整的电容式感测系统。

图5：Cypress推出型号为CY8C21x34的可变更组态混合信号数组

当指尖同时放在两组并列的电容式传感器之间时，两组传感器很有可能皆会感测到指尖的碰触。因此，设计业者可利用这样的原理，近一步研发近似模拟的指尖位置感测装置。

滑杆（slider）是由多个邻近的传感器所组成，在这样的设计模式下，指尖接触的范围可以同时影响到多个传感器。因此，受影响传感器的电容值变化可用来计算质心(center of mass)与形心(centroid)。而计算出来的数值可精确的显示指尖所在位置。图6显示滑杆的构成。

图6：滑杆是由多个邻近的传感器所组成

如要达到多个传感器同时感测出指尖碰触的目的，设计人员在滑杆的设计上就必须考虑到传感器的形状。

恒速行驶操纵装置（cruise control）为滑杆的应用之一。举例来说，我们在里程计速度值上放置一排透明的电容式传感器，只要在55与60两个数值之间轻轻的点一下，即可将行车时速设定为57 mph。此外，内建电容式触控传感器的滑杆也可应用在车灯、音响音量控制等任何测量用的应用装置上。

随着车用自动控制仪表板的设计日趋复杂，要将所有的控制钮建置在其有限的空间中也变得更困难。由于许多车种的方向盘内都已装设安全气囊，当安全气囊迅速膨胀时，可没有人希望被一大堆机械器件砸在身上，因此，一般的汽车设计业者都会避免在方向盘的表面上装置控制钮。然而，电容式传感器只是被电镀在安全气囊盖后方的电路极板，并没有任何机械元器件。若是镀装有困难，也可以超薄电路板(flex circuit) 取代，并以镶嵌的方式装置在安全气囊盖后方。

车窗是另一项电容式触控技术尚未触及的领域。您是否想过直接把车窗除雾器的控制接口直接建置在车窗上？也许现在已经有设计业者将雨刷控制器直接安装在挡风玻璃上了。也许未来设计人员会在位于门把上方的玻璃上加装触控式数字控锁接口，车主只需要在车窗的传感器上输入正确的密码，便可控制汽车门锁。设计业者只要采用玻璃印刷电路技术或印制技术，就可将这类的电容式传感器建置在物体的表面。设计人员不仅可将这些传感器设计成常见的按键形式，也可自由发挥创意，将传感器以品牌或是车款名称，加装在车窗上(如图7所示)。

或许公司的营销人员会对图7这样的设计建议表示关切，因为消费者可能会质疑当他们摇下车窗时，是否仍能顺利的打开车门？

图7：于显示车款名称的车窗区域上，嵌入特殊的数字锁

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关键词：风洞；加速度传感器；multisim

中图分类号：TP331文献标识码：A文章编号：1009-3044(2011)13-3166-03

The Design of the Capacitive Accelerometer Detection Circuit Based on Wind Tunnel

AN Wen-qian, ZHU Mu-cheng, NIE Shi-liang

(Southwest University of Science and Technology, Information Engineering College, Mianyang 643000, China)

Abstract: To design the variable area capacitive accelerometer for the vibration in wind tunnel test , talk about the weak signal detection system ,introduces several important module circuit namely exchange incentive source circuit,capacitance voltage circuit, filter circuit, and use of the electronic automated testing simulation software to simulate the main modules circuit respectively. The simulation results show that this design circuit can complete weak capacitance signal detection. At the same time, in order to improve the circuit performance, the stray capacitance interference in the weak signal detection circuit were analyzed, and the circuit is designed to noise suppression.

Key words: accelerometer; wind tunnel; multisim

风洞是在一定管道系统内，根据一定目的来使用模拟一定环境所具有的气流进行测试的装置。风洞应用广泛、耗资昂贵，所以实验的精准性是非常重要的。其中一些不必要的震动会影响实验数据的精确而且会对实验设备造成一定量的损害[1]。针对此种情况，针对位移、振动的基于风洞的加速度传感器的检测因此而生。本设计使用电容式加速度传感器，其具有高精度、高线性度、低温漂。

加速度传感器的设计有模型设计与电路设计两部分。模型设计即为传感器的材料选择、制造工艺选择、封装技艺的选择。本文主要讨论加速度传感器的检测电路设计，检测电路主要是将微弱的电容信号转换为可测试、可标示的电压信号。检测电路主要完成电容的转换、信号的放大、对干扰信号的屏蔽等功能。要比较理想的完成如上所有功能，最好的检测电路方案是调制解调性，应用此电路需要信号激励源、调制解调电路、滤波电路、信号放大电路。最后输出的信号为幅值一定的电压信号，可用线性标示电容信号。

1 检测电路总体方案

本加速度计采用电容差分式检测方式，原理图如图1。当检测到加速度时，可动电极因为惯性力发生位移变化，从而改变可动电极与固定电极之间的相对面积，通过差分电容检测即可得到变化的电容差信号，这个信号的变化量微小、频率低、不易传递、转化及标示，所以需要一个标准的参考信号进行调制，调制的好处不仅如上几点，更重要的是系统存在高频噪声，在调制后经过低通滤波器可以滤除高频噪声。最后系统输出的即为可标示加速度大小的电压信号[2]。在此基础上还可以加上其它电路如DA转换电路、液晶显示电路可以直接显示加速度大小。

2 检测系统电路设计

根据风洞试验系统的要求，AC运放电容测量电路被认为是用于该系统电容测量最精确且最稳定的测量方法。本文就是以AC运放测量方法为基本原理，提出并研制了一种交流激励测量电路。

2.1 交流激励信号源电路

电容式加速度计是将加速度值先转换为电容信号在转换为可标示的电压信号的输出。测量电路主要解决电容信号与电压信号的转变[3]。图2即为C/V转换电路。

基本原理：正弦信号是激励被测电容的，其生成的激励电流经由反馈电阻Rf、反馈电容Cf和运放组成的直接反映被测电容的变化量的检测器，输出的是正比于电容信号的电压信号。此电路的特点是抗杂散性好、分辨率高。交流放大器使得系统低漂移、高信噪比[4]。

(1)

若jwRfCf >>1

(2)

2.2 电路抗杂散性分析

电容测量电路中的杂散电容的分布见图3。

其中CS1和CS2――两极板与传感器屏蔽罩间的耦合电容

CS3和CS4――两极板与地间的杂散电容

RS1和RS2――传输导线的导通电阻

理想情况下， CS1、CS2对输出的影响可忽略。

杂散干扰还有杂散电容CS3、CS4和传输电阻RS1、RS2可得出考虑杂散干扰的输出为

其中，

(3)

综合实际应用情况，干扰不是很低[6]。

2.3 检测电路分析

此检测电路主要完成了电容的线性检测，突破了如下难题：

1) 杂散电容往往要比被测电容高得多，被测量常被淹没在干扰信号中，要解决此难题采用了调制解调电路。

2) 测量电路使用正弦激励电路克服了电子开关的电荷注入效应对测量系统的影响。

3) 由于测量对象的快速多变性，需要较高的数据采集速度，但采集速度和降低噪声的矛盾难以解决，本系统采用了合适的滤波器能够解决此问题。

3 检测电路仿真

3.1 正弦波激励信号源电路

建立电路图文件1如图4，使用虚拟示波器在运算放大输出端观察输出波形。启动仿真按钮，双击开启虚拟示波器观察窗口，即可看到输出波形，虚拟示波器显示波形如图5所示。从该波形可以观察到，输出的正弦波的峰值为2.4V，频率为150KHZ，因而满足设计频率和幅值的要求。

图4正弦波激励信号源电路 图5虚拟示波器显示输出正弦波图形

3.2 电容电压转换电路仿真实验

建立电路图文件6，信号源电路直接使用虚拟仪器信号发生器XFG1产生正弦波，虚拟示波器A通道测量电路输出端，B通道接信号源，可以同时观察两个信道的波形，从而判断两个信号的幅值和频率，双击打开虚拟仪器示波器观察波形如图7。

图7是电容-电压转换电路仿真虚拟示波器输出图，利用虚拟示波器的标尺功能观察两个信号的幅值和频率，观测得到：二者频率相同，峰峰值分别为4.098V，2.032V。

4 结束语

本文主要介绍了基于风洞的电容式加速度传感器的原理及主要模块的构造，并且对设计的 电路使用电子仿真测试软件multisim进行仿真分析，得到的图形证明此设计能够完成对电容的检测。此系统具有良好的线性度、灵敏度，适用于风洞试验中对加速度的测量。

参考文献：

[1] 恽起麟.风洞试验[M].北京:国防工业出版社,2000.

[2] 李万玉,阮爱武,罗晋生,等.硅微机械陀螺接口检测技术的研究[J].微电子学,1999(5).

[3] 蒙文舜,杨运经.电容传感器的原理及应用[J].现代电子技术,2003(7).

[4] 余生能,孙士平.基于V/T变换的电容传感器新型电容测量电路[J].现代测量与实验室管理,2005(1).

[5] 王雷,王保良.电容传感器新型微弱电容测量电路[J].传感技术学报,2002(4).

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关键词 CAV424；AM402；电容传感器；油位测量

中图分类号TN7 文献标识码A 文章编号 1674-6708（2011）57-0138-02

0引言

电容式测量电路结构简单、动态响应快、非线性误差小、以及能有效地改善由于温度的影响所产生的误差等特点使其广泛的应用于生产与科研。绝大多数电容测量电路都是采用简单的并联谐振电路，将电容的变化转换成频率的变化，再将频率转换成电压。

1 CAV424工作原理

CAV424是德国AMG公司的一款多用途的处理各种电容式传感器信号集成电路，它可以检测10pF到2nF的电容值，被检测电容需要在参考电容值的5%到100%内变化。其结构如图1所示。一个通过电容COSC频率可调的参考振荡器驱动两个构造对称的积分器，并使它们在时间和相位上同步，参考振荡器电流IOSC由外接电阻ROSC和参考电压Vm来确

两个积分器的振幅由电容Cx1和Cx2来决定，Cx1是参考电容而Cx2是被测电容,两个振幅的差值反映电容Cx1和Cx2的相对变化量,再通过内置的信号处理电路将Cx1和Cx2的电压相减和参考电压Vm一起得出差分电压输出。

2 AM402工作原理

AM402是一个用于处理差分电桥信号的电压电流输出转换接口集成电路，它是由一个用差分输入信号放大的高度精度仪表放大器，一个可调的高度稳定的参考电压（4.5V~10V）以及一个由电压控制的电流输出级组成，能够将0V~1.15V范围内的差分电压信号转换为4mA~20mA直流电流。AM402由3个基本单元组成:

1）一个高精度的前置放大器，它有较大的增益调节范围，适合于不同信号输入范围，可以用于各种不同变化范围的传感器信号处理。GIA增益的大小由外接的电阻R1和R2来决定；

2）一个由电压控制的电流输出级。通过调节外接的电阻就可以使输出电流在较宽的范围内可调。这两个个电阻同时确定了输出最小电流；

3）一个可调的参考电压级VREF（VSET=空5V 或VSET=接地10V）可以供给需要常数电压的传感器使用或者可以作为外接电路的电源。

3系统电路总体设计

系统总体电路如图1所示。

某电容传感器采用Fe-Ni合金作为电极材料在油箱内高度为150mm， 外半径R=7mm，壁厚1.5mm， 内半径r=4mm，壁厚1mm。空载时最小电容值Cmin≈130pF,装满汽油时Cmax≈260pF,故选择参考电容Cx1=Cmin，COSC=1.6Cx1≈210pF。输出差分电压设置为0~50mV。令积分器充电电流相等ICx1=ICx2=5μA,可以得出Rcx1= Rcx2=500k; ROSC选用典型值250K; CL1=CL2=1nF; Rl1=Rl2=RL3=100k; RA=RB100k;CVM=100nF;CRL=100nF。

AM402采用二线方式输出时，增益GIA由外接电阻R1和R2调节，计算可得R1/R2的数值：GIA =1+R1R2R1R2=GIA1根据转换公式，输出电流Iout =VINGIA/R0+ISET由外接电阻R3和R4 决定。电源电压VS 和集成电路的最小工作电压Vccmin（6V）以及负载电阻RL 之间的关系必须满足下VS≥IOUTmaxRL+6V整个电路才能正常工作。CAV424的差分输出电压是AM402的输入，即VIN=0…50mV，选取VREF=5V, GIA=8，算得的外接元件的数值是：R0=25Ω；R1=33kΩ；R2=4.7kΩ；R3=100kΩ；R4=1kΩ；R5=40Ω；RL =500Ω；C1=2.2μF。

参数确定以后控制单片机没有信号输出，室温下实际测量AM402的电流输出，如果空载时电流不是4mA或者满度时不是20mA，可以调节电阻Rl1与RA的值实现零点与满度的校正。

4实验

实验时以93#与97#汽油作为介质，以3mm为油位间隔分别进行三次油位上升与下降实验，并测量所对应的输出电流值，结果如表1与表2所示。从记录的数据可以看出对于90#汽油输出电流最大偏差为0.51mA，对于97#汽油输出电流最大偏差为0.71mA，完全满足系统的精度要求。

5结论

介绍了一种电容式汽车油位传感器电路的设计方法，该电路以CAV424为核心，将电容信号转换为线性变化的电压信号，同时利用AM402将差分电压信号转化成4mA~20mA直流电流。此电路还有很大的扩展空间，如可以实现油品的测量，还可以根据油位计算出剩余公里数。

参考文献

[1]陈卫明.电容／电压转换电路CAV424及其在油品含水率测量的应用[J].中国计量学院学报，2003，14(2)：94-96.

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当我们谈到现今有关人性化接口装置的设计技术,感官是很重要的因素。设备制造商正面对持续的挑战,他们必需满足特定的期望-亦即当按压触摸的瞬间(可能只压低1/4～1/2英寸),脑部会下令减低手指的速度至零,在此情况下,按钮或按键必需要有所动作。

就拿越来越多人使用的平面屏幕来说,像是液晶显示器的应用,通常而言玻璃表面或是塑料防护层的使用日益增加,因此改善触控解决方案的需求越来越明显。错误的感官回馈会造成负面的结果,包括使用困难、不正确的数据通信,最可怕的就是造成人体伤害,例如因为按钮或按键无法响应脑部的期望所造成的重复施力伤害(Repetitive Stress Injury,RSI)。除此之外,移动消费性电子的制造商必须特别考虑其他技术因素,包括减少反应延迟、减少对基频处理器(baseband processor)的依赖,以及降低成本和改善电源消耗。

近年来部件整合的趋势有助于消费性电子朝向电容式触控功能的方向发展,此一发展能符合使用者的特定期望,并迎合业界朝向更低成本、更高效能解决方案发展的趋势。此篇文章将讨论改善触控解决方案的必要性、选择性,以及整合方式能为电容式触控带来的好处。

随着技术不断演进,消费者对于“尖端”的定义也不断改变。仅有机械式按键的移动电话或MP3播放器并非未来趋势,而使用薄型气泡样式的薄膜按键不但触感迟钝,更会产生使用过久会破裂的情况。就现阶段而言,不管是在商业或工业市场区隔皆获得众多青睐的人机接口(HMI),就非触控输入莫属,且无论是具有显示器的装置,例如触控屏幕,或是不具显示器的装置,例如按钮或者是圆形滚轴,触控功能皆备受重用。

薄膜式按键的相关研究为最新世代的触控人机接口技术提供许多极具价值的参考数据,因为这两种技术面临相同的基本挑战:当在平板屏幕上,例如家电或移动电话的LCD,其玻璃表面或塑料防护层上执行触控输入时,并没有任何“管道”会将无效的触控事件响应给使用者。然而对于薄膜式按键的触控感觉回馈,透过薄型气泡样式或其他物理技术增加管道也是不切实际的,因此我们需要新的回馈方式。随着这些触控输入的控制越来越复杂,以及越来越重要的产品功能,触控回馈更形关键,因为它能决定此种全新的输入方法是否能提升使用者经验,或者是会留下坏印象。

各种回馈方式

早期的薄膜式按键结合了触觉回馈,但不久之后便加入其他形式的回馈,例如视觉和听觉。在今日多重感官回馈的方式已是稀松平常;事实上,因为太过细微,所以它们几乎被忽略。虽然不容易被注意到,但是基于许多理由,感官回馈依然是非常重要的,这将在之后的段落中加以说明。

视觉、听觉和触觉是最常被用于产品感官回馈的三种感觉方式,也会被单独或是合并使用。根据应用的不同,可能其中一种方式会是最适合的。就一般而言,使用两种或是全部三种感官会是最有效的。相关研究已经证明感官回馈可以改善使用的精确度,让用户在使用复杂的产品时能更容易且快速,并能让使用者拥有更佳的“情绪”反应批注[1]。

视觉回馈

人类最发达的感官是视觉。因此结合视觉回馈通常能产生令人满意的正面效果。视觉回馈有很多形式, 从按钮被按压时LED灯会亮起的简单方式,到更复杂的呈现,例如手机上电话簿会随着圆形触控滚轴而卷动显示等。高分辨率LCD屏幕加上触控功能的使用,似乎比使用按键和圆形触控滚轴应用的视觉反应来说是有点泛滥了。微软和其他业者已接近未来的技术应用,将会让触控执行更复杂的动作,例如藉由简单的“缩放”触控屏幕显示器上的影像,进行影像大小的更改。

听觉回馈

人类另一项高度发展的感官是听觉。就整体历史来看,听觉一直被做为基本的沟通工具。视觉上的警示总是伴随尖锐的声音,以快速地攫取每个人的注意力,例如使用钟声来告诉全村现在的时间等。再者,人类利用声音来说出语言绝对是沟通的最重要工具。

因此声音是重要的感官刺激回馈方法。在第一台推出的薄膜式键盘中,按压气泡式薄膜(刻意设计或是无心插柳)便会发出点击声,事实证明,这大大强化了人类在按钮按下时空间移动的正面效果。此研究延伸应用于现今的系统,其中一些采用了精密声音生成装置的系统,不只是提供回馈(以及娱乐),更可以模仿其他声音。有时候这仅仅是为了好玩,但是一些例如机械式按钮或是拨打电话号码的特定,则能强化产品的实用性。

触觉回馈

视觉和听觉导向的感官回馈确实非常重要,但是没有一个设计可以忽略触觉回馈的重要性。除了在视觉和声音警示不适用的情况下,例如当手机处在需使用震动的静音模式,触觉回馈还有可以降低重复性压力伤害风险的好处。

触控已被视为扩展产品功能性的一种方式,且藉由时尚和吸引人的工业设计实现产品差异化。由于硬质平面越来越倾向于使用新的触控方式,因此就产品吸引力和重要性而言,有效触控回馈的需求已是日渐增长。

精密的抚触反应机制称为触感(Haptics)。触感的效果在于藉由触摸对使用者提供力量、动作或震动,不只是以基本的震动提供简单的感官回馈,还能增强效果。后者可能是透过震动效果的形塑和时间安排去真实模拟机械式输入,例如按钮和滚轴转动的触摸感觉。

触感回馈的用途远超过单纯的抚触动作确认。根据按键的结果,按钮按压或圆形滚轴滚动也能结合不同的触感回馈效果。例如,正确的响应可以采用一种触觉回馈,错误的响应则采用另一种。触感回馈也能被用以表达其他信息。随着施加在触控按钮上压力总量的不同,转换成第三度空间(Z轴)输入,那么对使用者而言,感官可以代表的意义将更为多元。

一般而言,相较于没有或是可触性较差的产品,较佳的可触性可以提升产品的使用经验及精确度。根据Nokia研究中心在2003年所,针对手机数字输入工作进行触控效果的调查批注[2],采用突出、相距少于1 mm的按键(高可触性),与平面、水平连接、相距仅0.5mm的按键(低可触性),此两者的可触性是不同的。在测试中,当用户无法看到电话(“没有视觉回馈”)时,在较佳的可触条件下,其结果错误率约可好上6倍(请见图1)。即使当用户可看到电话时(“有视觉回馈”),高可触性手机的错误率也几乎可以比低可触性手机低3倍。

触控技术的选择

今日有多种触控技术可供选择。当然,每一种技术都有其优缺点,各有适合的应用。其中最受欢迎的技术包括便携式导航装置触控屏幕所使用的电阻式触控技术、机场或者是博物馆使用的交互式多媒体信息平台和自动提款机使用的表面声波(SAW)或是红外线触控,以及移动电话和便携式多媒体播放器所使用的电容式触控技术等等。

针对大量的消费性应用,电阻式和电容式技术为市场主流。电阻式技术应用于智能型手机和便携式导航装置的触控屏幕显示已有一段时间,不过,对于最近新推出且非常重视差异化及工业设计的产品,例如Apple iPhone及LG巧克力机(LG Chocolate)而言,电容式触控则是它们选择采用的技术。电容式技术之所以受到欢迎的两大理由分别为:实作的弹性及多点触控的功能。

电容式触控输入,像是按键及圆形触控滚轴可以采用多种材料,包括印刷电路板、可绕性印刷电路板及薄膜上ITO或玻璃等。再者即使在传感器数组上覆以不同厚度的玻璃、塑料(透明或不透明),或是其他防护性或装饰性的覆盖层,其触控效能也不会受到影响。这样的特性能提供工业设计极大的发挥空间,可打造产品外型和功能性的差异化,这在充斥众多样选择的终端市场中是很重要的。

多点触控的方式能使其用户接口有者独特与差异化。iPhone在大众市场上推出多点触控手势功能,以常用指令,例如缩放或是切换至下一屏幕或图片的直觉式多点触控手势,取代传统的“下拉式”选单系统。此种由电容式触控技术所实现的革命性用户接口设计,成为iPhone系列自推出以来销售突破2,000万台的主要原因。电容式技术的另一个优点是耐久性。消费性产品被使用的方式不同于实验室中的设备,因此耐久性是很重要的考虑。利用电容式技术,并不会产生电阻式触控会发生的薄膜耗损或损坏的问题。

电容式触控和整合

电容式按键和圆型触控滚轴采用非常简单的架构,然而此架构所测量到的电容值极小,因此很重要的一点是,触控侦测电路必须非常接近传感器本身。结果使电容式触控控制器更倾向于整合多重架构元素,且经优化能提供各种整合型感官回馈选项的多种组合。

虽然“整合”对电子产品来说总是好的,但在某些应用中,仍有些例子是“过度整合”的。有时候,这是因为整合了数十种整合型功能的系统单芯片,过度的整合反而牺牲了效能。其他时候,之所以会“过度整合”只是因为新功能和需求出现得太过快速,芯片业者还无法整合此功能。显而易见的是,重点在于要决定整合哪种功能,以及原因为何,而非在一个单芯片上尽可能整合最多的功能。

当使用电容式触控时,很重要的是要将控制器中的驱动和感应电路放在靠近触控传感器的地方。因为被测量到的电容值相当小,太长的导线或PCB电路可能会导某个点容易受到噪声的影响,于是该点的有效触控可能会因为噪声而无法辨识。因此,若将电容感应整合至基频或应用处理器中,这些部件通常会远离触控感应数组,如此便可能导致不稳定的触控效能。基于此理由,将电容触控控制器独立于这些高度整合的系统单芯片之外是现今最可靠及实际的作法。虽然独立,不过电容式触控控制器并不需要是单一功能的部件,基于感官回馈可以提升触控经验的重要性,将回馈功能整合至触控控制器通常能进一步发挥感应功能,且对系统设计带来明显的好处。

虽然有些感应回馈逻辑和控制功能可藉由基频或应用处理器中的软件加以实现,然而这样的作法只是让这些已经高度使用的处理器徒增无谓负担。根据处理器中断的优先等级,这些回馈功能可能会出现延迟,而由于回馈机制的时序错误,并造成可怕的回馈输入的冲突,将导致不佳的使用者经验。因此将所有的回馈控制功能整合至基频处理器虽是最简单的作法,却不是最好的解决方案。此外,为求强化感应回馈,一些像是灵活的LED亮度选择以及逼真的触感效果、诸如LED驱动器和触感驱动器等外部部件,通常也都是必要的。

多重感官的未来

随着越来越多的人性化接口(HMI)相关研究出现,我们越来越了解多重感官的导入将能显著提升产品的易用度和效率。此回馈不仅能为使用者提供更佳的使用者经验,还能提供大脑必要的信息,以适当地使用这些产品。事实上,若是缺少感官回馈甚至可能造成人体伤害。再者,除了易用及伤害的预防外,感官回馈(特别是触觉回馈)已被证明能提升使用精确度避免错误的输入。

这些研究发现正引起一些有关用户接口的思考,从强调视觉和听觉回馈,触感回馈只是搭配选项的思维,转向另一种想法,亦即在许多应用中,触觉可能是最重要的感官回馈。这样的思考正引出所谓“信封外”解决方式,例如使用触觉去标示特定来电者、通知使用者输入结果的正确与否,或甚至是影响使用者的情绪。触觉对使用者而言是私密的,因为是无声且不会引人注意。一些相关研究便是在探讨如何在非私人环境中使用触觉传递私密及无声的信息。

将触控和感官回馈电路整合为一单芯片,不仅可让主处理器不用负担驱动LED或触感部件等一般性的工作,而且具有明显的成本及生产上的好处。整合型触控控制器可以尽可能被放置在接近触觉传感器数组的地方,而主处理器就可以摆在其他适合的地方,不用受限一定要摆在靠近传感器的位置。再者,此完全整合的触控芯片的功耗极低,且相较于离散解决方案或是采用基频处理器执行控制,整合型触控所需的外部部件少了许多。

毫无疑问地,就在不久的将来,我们将可在消费性和商业及工业产品上,看见触控和使用者回馈领域的明显改变及增长。

批注:

1. MacLean, Karon, Designing with Haptic Feedback, Proceedings of the IEEE Robotics and Automation, 2000.

2. Silfverberg, Miika, Using Mobile Keypads with Limited Visual Feedback: Implications to Handheld and Wearable Devices, Mobile HCI 2003, LNCS 2795: 76-90.

作者介绍

Eric Itakura为IDT 触控技术产品资深营销经理,并在半导体领域拥有超过十五年的工作经验。