陶瓷电容范文

导语：如何才能写好一篇陶瓷电容，这就需要搜集整理更多的资料和文献，欢迎阅读由公务员之家整理的十篇范文，供你借鉴。

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关键词： 压电陶瓷； 电容传感器； 扩展卡尔曼滤波（EKF）； 容错控制

中图分类号： TN820.3?34 ；TP273+.5 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2014）21?0152?04

Fault tolerance control of capacitance transducer in

piezoelectric ceramic positioning system

GUO Jia?liang， LI Peng?zhi， LI Pei?yue

（State Key Laboratory of Applied Optics， Changchun Institute of Optics， Fine Mechanics and Physics， CAS， Changchun 130033， China）

Abstract： As the failure of capacitance transducer has a big impact on tracking accuracy of the piezoelectric ceramic positioning system， the methodology of using extended Kalman filter （EKF） to implement the fault tolerance control is investigated in this paper. Aiming at the sampling circuit failure and the power failure of the transducer， an EKF filtering formula of capacitance transducer under three?order trajectory planning algorithm is analysed. The method that the discrete iterative EKF algorithm is taken to replace the traditional method is introduced. Positioning control experiment is performed with the benchmark of the laser interferometer. The results indicate that the proposed method can achieve 0.7% maximum tracking errors， with the deviation of ±3.5 μm， in a stroke of 500 μm. The experimental results indicate that the fault tolerance control method based on EKF can the control error caused by transducer fault and increase the robustness of the piezoelectric ceramic positioning system.

Keywords： piezoelectric ceramic； capacitance transducer； extended Kalman filter； fault tolerance control

0 引 言

压电陶瓷定位系统通常是由压电陶瓷执行器作为驱动器及电容传感器作为位移传感器而构成的闭环定位系统[1]。由于压电陶瓷定位系统具有高精度和高速度的特性，被广泛地应用于光刻物镜调节机构和干涉仪移相器等领域[2?3]。当这种闭环控制的反馈信号惟一依赖于电容传感器测量值时，如果电容传感器产生在线故障，未经过处理的故障信号会增大系统稳态误差，严重时会造成系统不稳定[4?5]。

卡尔曼滤波是一种使用递归方法解决线性滤波问题的最优估计算法，可有效过滤掉随机干扰，准确地恢复出原始信号[6]，在组合导航系统中，基于自适应卡尔曼滤波器的信息融合方法，可以有效增加系统的定位精度及鲁棒性[7]；在多机器人协同控制中，扩展卡尔曼滤波（EKF）可以有效解决定位控制中非线性模型的预测问题[8]；由于不需要对非线性系统的状态方程和观测方程进行线性化，并且不需要计算状态转移矩阵的雅可比矩阵，无迹卡尔曼滤波（UKF）在飞行器轨迹跟踪领域也有广泛应用[9]；近年来，EKF在控制系统传感器故障容错控制领域得到广泛应用，EKF是针对经典卡尔曼滤波方法的非线性化推广，在永磁同步电机控制系统中，EKF可以根据电机的先验状态参数准确估计当前转子位置，实现无传感器电机控制[10]或者故障诊断[5]；在发动机故障诊断和容错控制中EKF的应用也取得了一定的进展[11]。

本文首先对压电陶瓷定位系统电容传感器典型故障进行分析；其次，针对三阶轨迹规划算法，将位移轨迹作为被估计的过程，通过对被估计过程EKF滤波公式的分析，提出一种基于离散迭代的EKF算法以替代传统非线性系统近似线性化的方法；最后，通过实验对基于EKF的容错控制方法的效果进行了验证，结果表明该方法行之有效。

1 问题描述

光刻物镜可调机构的压电陶瓷定位系统如图1所示，控制算法通过PC机端的Matlab/Simulink设计完成之后，通过RTW下载至目标机的xPC Target实时内核，目标机内置有NI公司的PCI?6229数据采集卡，xPC Target通过PCI?6229的D/A通道向驱动控制箱发送控制指令，驱动控制箱根据指令驱动压电陶瓷执行器，并将读回的电容传感器测量数值传送至PCI?6229的A/D通道，反馈给xPC Target。

如图1所示，xPC Target目标机与驱动控制箱之间采用模拟信号连接，电容传感器与驱动控制箱之间也采用模拟信号连接，相比于其他链路，这些模拟通道出现故障的概率更大。图2是模拟通道典型故障的反馈值，在0.6～0.8 s之间电容传感器第8个数据位出现故障、在1 s之后电容传感器出现掉电故障。可见，故障时位移测量值与实际值出现较大偏差。因此，在将这些包括不准确值的测量值反馈至控制器之前，对其进行必要的容错处理显得尤为重要。

图1 压电陶瓷定位系统

2 扩展卡尔曼滤波

将压电陶瓷定位系统的位移轨迹作为被估计的过程[X]，那么这个过程的状态变量[xk]即表示[k]时刻的位移值，对于文献[1]中应用于压电陶瓷定位系统的三阶轨迹规划算法，这个过程[X]的状态变量[xk]可以由以下离散差分方程描述：

[xk=xk-1+vk-1ts+ak-1t2s2+Jmt3s6] （1）

式中：[ts]为采样周期；[Jm]为最大冲击值常量；[ak-1，][vk-1，][xk-1]分别为[k-1]时刻加速度值、速度值、位移值。显然[ak，][vk，][xk]均为时变参数，可见被估计过程的[X]是一个离散的非线性过程。

图2 电容传感器故障时位移测量值

针对离散非线性过程，卡尔曼滤波变形为如下离散的扩展卡尔曼滤波公式[6]：

[xk/k-1=xk-1+f（xk-1）?Ts] （2）

[Pkk-1=Φkk-1Pk-1Φkk-1T+Qk-1] （3）

[xk=xkk-1+Kk（yk-Hkxkk-1）] （4）

[Pk=Pkk-1-KkHkPkk-1] （5）

[Kk=Pkk-1HkT（HkPkk-1HkT+R）-1] （6）

在传统的扩展卡尔曼滤波中，公式（2）中的[f（?）]是由非线性函数经过泰勒级数展开，截去高阶项后得到的近似线性化函数。这种线性化的近似计算存在两个方面的缺陷：一方面，需要通过大量的在线仿真或实验才能获得精度和速度相对较好的滤波系数[5]；另一方面，随着递归算法的向前推移，泰勒级数高阶项权重可能不断增加，导致最终估计量误差较大[6]。

为解决以上问题，将公式（1）改写为公式（7）的形式：

[xk=xk-1+f（xk-1）ts] （7）

而公式（7）中的[f（?）]可以由公式（8）递推求得[1]，公式（8）中各参数意义与公式（1）相同：

[f（xk）=vk+akts2+Jmt2s6vk=vk-1+ak-1ts+Jmt2s2ak=ak-1+Jmts] （8）

由公式（7）和公式（8）可见，在将压电陶瓷定位系统的位移轨迹视作被估计过程[X]时，其扩展卡尔曼滤波公式（2）中的线性化函数[f（?）]同样可以由三阶轨迹规划的递推过程求得，避免了传统的将非线性系统线性化的复杂计算过程。

离散扩展卡尔曼滤波式（2）～式（6）中其余参数的含义说明如表1所示。

至此，在三阶轨迹规划算法下，压电陶瓷定位系统位移量的扩展卡尔曼滤波器可由图3表示，其中，状态预测对应公式（2），协方差预测对应公式（3），状态校正对应公式（4），协方差校正对应公式（5），增益更新对应公式（6）。

表1 离散扩展卡尔曼滤波器参数表

[参数＼&参数含义＼&[xk/k-1]＼&[k]时刻基于[k-1]时刻的预测估计＼&[xk-1]＼&[k-1]时刻的最优估计＼&[Ts]＼&采样周期＼&[Pkk-1]＼&[xk/k-1]的协方差＼&[Φkk-1]＼&转移矩阵＼&[Pk-1]＼&[xk-1]的协方差＼&[Qk-1]＼&过程噪声的协方差＼&[xk]＼&[k]时刻的最优估计＼&[Kk]＼&卡尔曼滤波增益＼&[yk]＼&观测变量＼&[Hk]＼&为观测增益＼&[Pk]＼&[xk]的协方差＼&[R]＼&观测噪声的协方差＼&]

图3 扩展卡尔曼滤波器

3 实验与分析

为了对如图1所示的压电陶瓷定位系统中位移的测量值和EKF估计值做出准确评价，实验过程中使用Renishaw公司的XL?80型激光测长干涉仪作为测量基准，搭建了如图4所示的实验平台。其中，执行器为Physik Instrumente公司的N?111型压电陶瓷驱动器，传感器为D?E30型电容传感器。

实验采用的控制方案如图5所示，其中，扩展卡尔曼滤波器将电容传感器信号滤波之后反馈至PID控制器，PID控制器根据此反馈信号和三阶轨迹规划的输出信号，对压电陶瓷执行器的控制量做出计算。

实验中EKF滤波公式各参数赋值如下：采样周期[Ts]与系统相同，为0.001 s；过程噪声与N?111型压电陶瓷执行器的定位精度相关，根据对N?111大量实验数据的统计分析结果，过程噪声方差[Qk-1]取值[5×10-4]；观测变量[yk]为电容传感器在线测量值，观测噪声与电容传感器精度相关，经过对D?E30型电容传感器大量实验数据的统计分析结果，观测噪声方差[R]取值为[2.5×10-4]；观测增益[Hk]取值为1，转移矩阵[Φkk-1]由算式[Φkk-1=I+f（tk-1）Ts]在线求得；EKF的初始条件为[x0=0，][P0=1]。

图4 压电陶瓷定位系统实验平台

图5 电容传感器容错控制方案

实验过程中，当电容传感器在0.6～0.8 s之间第8个数据位出现故障、在1 s之后出现掉电故障，干涉仪测量值与EKF的估计值结果如图6所示，EKF估计值误差的绝对值如图7所示。

图6 干涉仪测量值与EKF估计值

图7 EKF估计值误差绝对值

由图6和图7的实验结果可知，当电容传感器出现故障时，虽然EKF估计值的绝对误差和方差均有所增加，但绝对误差仍被控制在3.5 μm之内，相比于图2中未加EKF时的结果，滤波效果显著。对于压电陶瓷定位系统而言，EKF可以有效实现对电容传感器的容错控制。

4 结 语

本文将压电陶瓷定位系统位移轨迹作为被估计的过程，对其扩展卡尔曼滤波分析后，提出基于三阶轨迹规划离散迭代算法的扩展卡尔曼滤波方法，这种方法可以有效避免非线性系统近似线性化的截断误差，避免大量的寻优实验。实验结果表明所提出的EKF算法能够准确地估计出压电陶瓷定位系统的位移轨迹，实现了电容传感器容错控制，提高了控制系统的鲁棒性。

参考文献

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[4] 李朋志，葛川，苏志德，等.基于动态模糊系统模型的压电陶瓷驱动器控制[J].光学精密工程，2013，21（2）：395?397.

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篇2

【关键词】液晶显示器基板；电磁兼容；电磁屏蔽技术；滤波技术

1.液晶显示器基板的电路设计

液晶显示器基板电路设计的第一步是明确电磁干扰（EMI）源，必须找出所有可能的EMI源并明确其影响大小。首先，屏蔽所有可能的EMI源，然后依次有选择的暴露每一个潜在的干扰源，将干扰源的影响都量化出来，再采取相应的措施加以解决。消除EMI源的技术主要有：滤波、布局与布线、屏蔽、接地等技术。液晶显示器基板主要功能模块包括：液晶显示模块、电源模块、驱动模块（主要包括主驱动板和调谐器板）、视频转换模块、宽温工作电路以及按键模块。一般液晶显示模块由生产厂商在生产前已经完成EMC的测试，所以在电路设计时，主要考虑电源模块、驱动模块（主要包括主驱动板和调谐器板）、宽温工作电路、按键模块等内容。

1.1电源模块EMC设计

电源部分两大主要功能就是实现驱动液晶屏的背光以及为其他模块提供直流电源。液晶显示器的电源部分采用的都是开关电源。针对开关电源的EMC问题，在设计时应采用以下主要措施：软开关技术：开关器件开通/关断时会产生浪涌电流和尖峰电压，这是开关管产生电磁干扰及开关损耗的主要原因。软开关技术是减小开关器件损耗和改善开关器件EMC特性的重要方法。该技术主要是使开关电源中的开关管在零电压、零电流时进行开关转换从而有效地抑制电磁干扰。调制频率控制：电磁干扰是根据开关频率变化的，干扰的能量集中在离散的开关频率点上导致干扰强度大。通过将开关信号的能量调制分布在一个很宽的频带上，产生一系列离散边频带，这样就将干扰频谱展开，干扰能量分布在离散频带上，从而降低开关频率点上的电磁干扰强度。元器件布局与布线：将电源输入信号和输出信号相关联的元器件都放置在相应的端口附近，以避免因耦合路径而产生干扰。将相互关联的元器件放在一起，避免走线过长带来干扰。电源线滤波器：为满足电磁兼容的要求，在液晶显示器基板电源线上还要设计加装电源线滤波器。滤波器可以把通过电源线上传导的电磁干扰信号给予充分地抑制，或者说，它既能抑制液晶显示器基板内部产生的电磁干扰外泄，同时又能抑制外界的干扰。屏蔽：电源部分的屏蔽尤其重要，如果电源部分的屏蔽不好，则会造成大的传导干扰。并且由于电源的发热很厉害，所以设计电源屏蔽罩一定要注意到散热的问题。另外还要尽量避免信号线平行走线。如果无法避免，尽量加大线间距。或者在中间加一根地线，以减少相互之间的干扰。

1.2驱动模块EMC设计

液晶显示器的主驱动板主要包括：模拟信号部分，数字电路部分，DC-DC电源部分。元器件布局与布线：在布局上，要把模拟信号部分，数字电路部分，DC-DC电源部分这三部分合理地分开，使相互间的信号耦合为最小。而在器件布设方面，还是遵从相互有关的器件尽量靠近的原则，这样可以获得较好的降低干扰效果。接地：在印制板上，电源线和地线最重要。让模拟电路和数字电路分别拥有自己的电源和地线通路。克服电磁干扰，最主要的手段就是接地。在液晶显示器的驱动板上，主要将电源部分（DC-DC）的地和其它如解码和主芯片处理的部分的地分开，以减少电源地对图像显示的干扰。晶振：数字电路中的时钟电路是目前电子产品中主要的电磁干扰源之一，是EMC设计的主要内容。晶振的两个脚都要加RC滤波电路.同时一定要将晶振的金属外壳与印制板上的地连接起来。另外，晶振与芯片引脚尽量靠近，用地线把时钟区隔离起来，放置一个局部地平面并且通过多个过孔与地线连接。电容去耦：利用电容去耦来降低电磁干扰。典型的去耦电容值是0.1μF。所以对于20MHz以上的噪声，采用0.01μF的电容去耦。铁氧体磁环滤波：在主板上的所有信号输入端都加入磁环滤波。磁环专用于抑制信号线、电源线上的高频噪声和尖峰干扰，还具有吸收静电脉冲的能力。它扮演高频电阻的角色，即将高频衰减掉。该器件允许直流信号通过，而滤除交流信号。

2.液晶显示器基板的结构设计

液晶显示器基板外壳的结构设计，很大程度地决定了显示器电磁兼容性。一般来说，加固液晶显示模块的电磁兼容性较好，因此，液晶显示器的电磁兼容结构设计首要是控制其内部的电磁辐射，该部分电磁辐射主要来自光学器件，电源、印制板上的干扰会通过显示窗口向外电磁辐射。采用外壳屏蔽和缝隙屏蔽结合的方式可以实现对EMI的抑制。实现EMI屏蔽的有效方法是：首先从电源及信号源头处降低干扰；通过屏蔽、铝箔或接地将能够产生干扰的电路隔离；同时增强敏感电路的抗干扰能力等。采取密封电磁屏蔽技术，在壳体结构上形成电磁封闭，使得外壳各部分之间具有良好的电磁接触，以保证电磁的连续性，保证壳体无泄漏状态，提高壳体的屏蔽效能。处理好通风孔、接缝、插槽、空间走线、散热器接地等。外壳上的面板、前壳、中壳及后盖等部分相互搭接处存在着接触缝隙，这里把缝隙看成是电阻或者电容。壳体的连接部分也可以用导电性能良好的材料来屏蔽，需拆卸的部位可以用导电橡胶条压紧来保证电磁连续性，永久连接处可以采用连续焊接接缝。液晶显示器基板壳体屏蔽设计的另一个难点，在于设计和制造过程中不可避免会有孔隙，比如面板连线、穿越线缆、指示灯、液晶屏显示窗口等都需要在屏蔽壳体上打孔，从而产生孔隙泄漏，大大降低了屏蔽效能。对于液晶显示器的窗口采用镀透明ITO导电膜玻璃或夹金属丝网的屏蔽玻璃。

3.结语

液晶显示器基板因应用范围较广，其所处的电磁环境具有随机性、多样性特点，所以在设计时，需要将功能设计与电磁兼容性设计及其它环境适应性设计结合起来，以提高设备的可靠性。通过采用上述电磁兼容设计方法，某型液晶显示器基板顺利通过了EMC测试，并未今后类似的设计提供了参考。

【参考文献】

[1]樊雷，孙健波，马文杰.基于移动云计算的高校实验教学平台设计[J].福建电脑，2012，（08）.

[2]熊欢.思科仿真软件在网络实训教学中的应用[J].宁波职业技术学院学报，2012，（05）.

[3]孙庆杰，孙庆洲，李灵芝.大型设备虚拟化教学的探索与实践[J].华章，2012，（33）.

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摘　要：研究了SF6型高压断路器用陶瓷电容器的电极与引线之间的焊接技术，采用62Sn/36Pb/2Ag锡膏及相应的工艺措施，解决了以前用锡箔片焊接存在的工艺难控制、易堆锡、银溶问题以及用环氧树脂银导电胶粘接存在的导电胶老化问题，获得了工艺简单且使焊接强度明显提高的焊接方法。

关键词：陶瓷电容器　引线　焊接　工艺

国内某高压开关厂550 kV级SF6型高压断路器是我国“七五”至“八五”计划的重要科研项目，为其配套的高压陶瓷电容器以前均采用进口件，为降低成本，推进该电容器国产化，我厂经多年的研究，成功地开发了550kV级SF6型高压断路器用高压陶瓷电容器。该电容器（外型见图1）结构是在两平行电极焊接φ18mm铜电极引线（简称引线），外涂绝缘漆，铜电极引线在电容器串联装配时起接触导通作用，引线和电容器的焊接强度直接影响电容器的使用。在最初研制时，用锡焊把引线和银电极连接，即在引线和银电极间夹一层薄锡箔，然后加热到230℃保温30min使锡熔化，以达到焊接目的。此种方法因较难控制锡用量及锡熔化扩散方向，常因锡过量，结果在银电极表面堆锡造成电容器装配困难。另外，引线和电极间锡扩散不均造成引线部分虚焊，使焊接强度降低。过量的锡在高温长时间熔解时造成银溶入锡中，即“银溶”现象，影响到电容器的电性能及焊接强度。

有人曾采用有机环氧树脂加入导电性银粉即导电胶，把引线和电极粘连的方法。此种方法虽暂时解决了堆锡，银溶等问题，粘接的强度也暂时满足了要求，但有机材料环氧树脂随着时间老化，使粘接的强度降低，引线在长期使用中存在潜在脱落的可能，从而使断路器在运行中可能出现故障。

为解决这些问题，我们寻找一种材料，能适合片状引线和电极之间的连接，强度高，工艺简单，易控制材料用量，外形美观，不影响电容器性能，通过反复试验，选用62Sn/36Pb/2Ag糊状锡膏焊接定位，并多次进行了试验及性能测试。

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电容技术

电容具有各种尺寸、额定电压和其他特性，能够满足不同应用的具体要求。常用电介质材料包括油、纸、玻璃、空气、云母、聚合物薄膜和金属氧化物。每种电介质均具有特定属性，决定其是否适合特定的应用。

在电压调节器中，以下三大类电容通常用作电压输入和输出旁路电容：多层陶瓷电容、固态钽电解电容和铝电解电容。

多层陶瓷电容

多层陶瓷电容(MLCC)不仅尺寸小，而且将低ESR、低ESL和宽工作温度范围特性融于一体，可以说是旁路电容的首选。不过，这类电容也并非完美无缺。根据电介质材料不同，电容值会随着温度、直流偏置和交流信号电压动态变化。另外，电介质材料的压电特性可将振动或机械冲击转换为交流噪声电压。大多数情况下，此类噪声往往以微伏计，但在极端情况下，机械力可以产生毫伏级噪声。

电压控制振荡器(VCO)、锁相环(PLL)、RF功率放大器(PA)和其他模拟电路都对供电轨上的噪声非常敏感。在VCO和PLL中，此类噪声表现为相位噪声；在RF PA中，表现为幅度调制；而在超声、CT扫描以及处理低电平模拟信号的其他应用中，则表现为显示伪像。尽管陶瓷电容存在上述缺陷，但由于尺寸小且成本低，因此几乎在每种电子器件中都会用到。不过，当调节器用在噪声敏感的应用中时，设计人员必须仔细评估这些副作用。

固态钽电解电容

与陶瓷电容相比，固态钽电容对温度、偏置和振动效应的敏感度相对较低。新兴一种固态钽电容采用导电聚合物电解质，而非常见的二氧化锰电解质，其浪涌电流能力有所提高，而且无须电流限制电阻。此项技术的另一好处是ESR更低。固态钽电容的电容值可以相对于温度和偏置电压保持稳定，因此选择标准仅包括容差、工作温度范围内的降压情况以及最大ESR。

导电聚合物钽电容具有低ESR特性，成本高于陶瓷电容而且体积也略大，但对于不能忍受压电效应噪声的应用而言可能是唯一选择。不过，钽电容的漏电流要远远大于等值陶瓷电容，因此不适合一些低电流应用。

固态聚合物电解质技术的缺点是此类钽电容对无铅焊接过程中的高温更为敏感，因此制造商通常会规定电容在焊接时不得超过3个焊接周期。组装过程中若忽视此项要求，则可能导致长期稳定性问题。

铝电解电容

传统的铝电解电容往往体积较大、ESR和ESL较高、漏电流相对较高且使用寿命有限(以数千小时计)。而OS-CON电容则采用有机半导体电解质和铝箔阴极，以实现较低的ESR。这类电容虽然与固态聚合物钽电容相关，但实际上要比钽电容早10年或更久。由于不存在液态电解质逐渐变干的问题，OS-CON型电容的使用寿命要比传统的铝电解电容长。大多数电容的工作温度上限为105℃，但现在OS-CON型电容可以在最高125℃的温度范围内工作。

虽然OS-CON型电容的性能要优于传统的铝电解电容，但是与陶瓷电容或固态聚合物钽电容相比，往往体积更大且EsR更高。与固态聚合物钽电容一样，这类电容不受压电效应影响，因此适合低噪声应用。

为LDO电路选择电容

1　输出电容

低压差调节器(LDO)可以与节省空间的小型陶瓷电容配合使用，但前提是这些电容具有低等效串联电阻(ESR)；输出电容的ESR会影响LDO控制环路的稳定性。为确保稳定性，建议采用至少1μF且ESR最大为1Ω的电容。

输出电容还会影响调节器对负载电流变化的响应。控制环路的大信号带宽有限，因此输出电容必须提供快速瞬变所需的大多数负载电流。当负载电流以500mA／μs的速率从1mA变为200mA时，1μF电容无法提供足够的电流，因而产生大约80mV的负载瞬态，如图1所示。当电容增加到10μF时，负载瞬态会降至约70mV，如图2所示。当输出电容再次增加并达到20μF时，调节器控制环路可进行跟踪，主动降低负载瞬态，如图3所示。这些示例都采用线性调节器ADP151，其输入和输出电压分别为5V和3.3V。

2　输入旁路电容

在VIN和GND之间连接一个1μ“F电容可以降低电路对PCB布局的敏感性，特别是在长输入走线或高信号源阻抗的情况下。如果输出端上要求使用1μF以上的电容，则应增加输入电容，使之与输出电容匹配。

3　输入和输出电容特性

输入和输出电容必须满足预期工作温度和工作电压下的最小电容要求。陶瓷电容可采用各种各样的电介质制造，温度和电压不同，其特性也不相同。对于5V应用，建议采用电压额定值为6.3～10V的X5R或X7R电介质。Y5V和Z5U电介质的温度和直流偏置特性不佳，因此不适合与LDO一起使用。

图4所示为采用0402封装的1μF、10V X5R电容与偏置电压之间的关系。电容的封装尺寸和电压额定值对其电压稳定性影响极大。一般而言，封装尺寸越大或电压额定值越高，电压稳定性也就越好。X5R电介质的温度变化率在－40～+85℃温度范围内为±15％，与封装或电压额定值没有函数关系。

要确定温度、元件容差和电压范围内的最差情况下电容，可用温度变化率和容差来调整标称电容，见公式1。

CEFF＝CBIAS×(1-TVAR)×(1－TOL)　(1)

其中，CBIAS是工作电压下的标称电容；TVAR是温度范围内最差情况下的电容变化率(百分率)；TOL是最差情况下的元件容差(百分率)。

本例中，X5R电介质在40～+85℃范围内的TVAR为15％；TOL为10％；CBIAS在1.8V时为0.94μF，如图4所示。将这些值代入公式1，即可得出：

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关键词：LC 滤波器 大功率 陶瓷基板电容

中图分类号：TN622 文献标识码：A 文章编号：1007-9416（2014）05-0086-02

在现代通信和电子对抗系统中，由于大功率发射机不可避免地会寄生一定功率的谐波信号，大功率滤波器用于接在发射机的输出端对谐波信号进行抑制，从而改善各分系统之间的电磁兼容性，提高系统的整体性能。因为大功率滤波器对系统性能的影响起着举足轻重的作用，所以研制一种损耗低、抑制性能好的大功率滤波器相当有必要。

本文所设计滤波器带宽225MHz-500MHz，带内损耗小于 0.2dB，回波损耗优于20dB，160MHz-710MHz之外抑制优于20dB，125MHz-880MHz之外优于40dB。当然要想提高抑制增加滤波器节数是有效的方法，但是节数越多体积越大，本文所选为7节滤波器。

1 带通滤波器的仿真设计

滤波器设计的理论知识已众所周知，本文不再过多讨论。利用Ansoft Designer的理论模型设计225MHz-500MHz带通滤波器。带通滤波器的原理图如图1。

在电路设计中插入器件画出电路图，并引入变量对电感和电容值进行调谐，最后仿真结果如图2。

得出仿真的电感和电容值后，按公式（1）、（2）计算出实际线圈和陶瓷基板的大小。

其中是平板表面积，代表平板间距，是真空中电导率值为8.85418×F/m，为相对真空中的介电常数；当

2 板材温升的简单计算

温升的计算方法有热阻法、热容法、散热面积法等多种方法，本文采用热阻法简单计算一下基板的温升。

温升（℃），热阻（℃/），功耗（），为平板的厚度（），为平板垂直于热流方向的截面积（），为平板材料的热导率（）。

滤波器的承受功率是2000瓦，损耗小于0.2dB，AL2O3陶瓷的热传导率是29.3，聚四氟乙烯的热传导率是0.27。假设以热损耗是100瓦，按公式（3）、（4）进行计算，AL2O3陶瓷基板的温升在5℃左右，而聚四氟乙烯板的温升在500℃左右。当然，散热方式包括传导和辐射，即使50%的热量通过辐射的方式散出去，聚四氟乙烯板的温升也有250℃左右，对于此滤波器来说聚四氟乙烯板是绝对不适用的。本文只是粗略估算一下板材的温升，计算并不是很准确。

3 带通滤波器的测试

调试完成后的带通滤波器实物图如图3。

带通滤波器用矢量网络分析仪测试通带、抑制、回波的小信号，结果如图4。

此滤波器不仅进行了常温功率试验，在高低温-10℃和+55℃时承受2000瓦功率工作状态依然稳定。

4 设计中的一些细节

带通滤波器在设计时选用了理想模型，电感和电容按理论值所制作出的滤波器频率会稍有偏差，需要对电感和电容做细微的调整。

绕制电感线圈时，铜线如果选用太细散热效果不好，选用太粗滤波器的体积较大，在设计中要选用适当粗细的铜线。

电容在选择时，通路电容按就近档容值选用ATC10E型高耐压值陶瓷电容，对地电容选用AL2O3陶瓷基板电容，以利于滤波器散热。

陶瓷基板在焊接到金属底板上时，如果两种材质的热膨胀系数相差较大，最好选用中间膨胀系数材质的金属做垫板，以提高环境适应性。

5 结语

本文所设计的LC大功率滤波器在损耗、回波、抑制、功率容量等各方面的指标都比较好，大幅提高了LC滤波器的功率容量。而且本设计方案适用于所有使用LC滤波器的频段，能够很好的满足大功率发射机的工程使用需求。

参考文献

[1]Joseph F.White.射频与微波工程实践导论[M].北京：电子工业出版社，2009.

[2]Reinhold Ludwig，Pavel Bretchko.射频电路设计-理论与应用[M].北京：电子工业出版社，2002.

篇6

表示LDO输出噪声的方法

有三种方法可表示LDO的输出噪声。

・在一定频率范围内，输出电压噪声的均方值(RMS)。

・在一定频率范围(10Hz～100kHz)内，输出电压噪声的峰峰值(见图1)。图中所示为SGM2007(Vout=3．0V，Cout=10μF，Cbp=0．1μF，Iload=10mA)在10Hz～100kHz内的噪声输出峰峰值。

本文所讨论的噪声都是在一定频率范围内，如10Hz～100kHz。一般的LDO输出噪声在10Hz～20MHz内还是比较大的(见图2)。

一般输出电压噪声的峰峰值在一定频率范围内为均方值(RMS)的6．6倍，这就为客户在具体频率下的应用提供了很好的参考。

・在某一频率点，输出电压的噪声密度值。

产生噪声的原因

LDO主要包括了启动电路、恒流源偏置单元、使能电路、调整元件、基准源、误差放大器、反馈电阻网络和保护电路等。它的基本工作原理是：系统加电，如果使能脚处于高电平时，电路开始启动。恒流源电路给整个电路提供偏置，基准源电压快速建立，输出随着输入不断上升。当输出即将达到规定值时，由反馈网络得到的输出反馈电压也接近于基准电压值，此时误差放大器将输出反馈电压和基准电压之间的误差进行放大，再经调整管放大到输出，从而形成负反馈，保证了输出电压稳定在规定值。同理，如果输入电压变化或输出电流变化，闭环回路将使输出电压保持不变，即：

Vout=(RI+R2)／R2×Vref(1)

LDO的输出噪声受其内部设计和外部旁路、补偿电路的影响。图3是LDO的简单结构框图。由图可知，LDO输出噪声的主要来源是基准电路(VoltageReference)模块，其产生的基准噪声在输出端被放大。此外，影响LDO输出噪声的其他因素还有：LDO内部放大器的极点、零点和输出极点，外部输出电容的容值和输出电容的等效串联电阻(ESR)值，以及负载值。

降低输出噪声的方法

・BP端加旁路电容

为降低基准噪声，需要在基准的输出端增加一路低通滤波器，滤波器可以集成在LDO内部或由外部电路实现。但内置滤波器占用了较大的管芯尺寸，增加了芯片的设计和生产成本。为此，有些低噪声LDO芯片只是提供一个基准的引脚BP(By-pass)，用于连接基准旁路电容。

连接基准旁路电容可降低基准噪声，使基准噪声成为产生LDO输出噪声的次要因素。建议使用典型值为470pF～0．01μF的陶瓷电容，也可使用此范围以外的电容，但会对输入电源上电时LDO输出电压上升的速度产生影响。旁路电容值越大，输出电压上升速率越慢。在使用时要注意这点。

图4为旁路电容对SG2001输出噪声的影响。由图可见，随着旁路电容的增大，输出噪声也会有一定程度的减少。

・减小LDO的负载电流。

负载电流也会在一定程度上影响LD0的输出噪声。图5为负载电流对SGM2007输出噪声影响。由图可见，随着负载电流的增大，输出噪声也会有一定的增加。为了减小负载电流对LDO输出噪声的影响，要尽量选择输出电流大的LDO。

・增大LDO的输出电容

篇7

【关键词】 LDO 稳压器 单片机 复位 ESR

1 引言

LDO稳压器具有小型化、低压差、低输出噪声的诸多优点。但在使用过程中有许多需要注意的事项，如果忽略了这些条件将会导致稳压器工作不稳定，甚至发生振荡。笔者在工程实践中遇到过由于LDO工作不稳定从而造成单片机上电复位有时正常有时不正常的情况。通过分析查明原因，通过增大输出电容值解决了故障。

2 关于LDO稳压器的说明

LDO对输入电容的要求：（1）容值要大于某个值，对与LP2985来说要大于1uF；（2）输入无需考虑电容的ESR值的影响；（3）输入使用坦电解电容时一定考虑到浪涌电流的影响，选择电容时要留有一定的裕量（一倍），因为坦电解电容在浪涌电流冲击下会失效，导致输入容值不能满足要求；（4）输入端使用陶瓷电容时一定要考虑温度对陶瓷电容容值的影响，根据手册留足裕量，或者选用受温度影响较小的陶瓷电容。

LDO对输出电容的要求：

LDO稳压块原理上利用的负反馈，由于体积很小所以需要通过外接电容的ESR（等效串连电阻）来补偿半边的零点。这个值太大太小都不行。稳定区间又被称为“稳定区间”，输出电容值超出这一区间将会导致稳压块不稳定甚至振荡。注意低温时坦电解电容的ESR值会增大。图1和图2给出了常见的两种LDO稳压器LP2985和TPS76333的“稳定区间”。表1给出了常用电容的ESR值。

Bypass脚的电容对电源上升时间的影响：

以LP2985为例，给出如图3、图4两张图。可见不同容值的旁路电容对电源的上升时间影响很大。

3 关于单片机复位的说明

以常见的AVR单片机ATmega8为例，它有4个复位源：

1.上电复位：电源电压低于上电复位门限VPOT时，单片机复位；

2.外部复位：Reset引脚上的低电平持续时间大于最小脉冲宽度时MCU复位；

3.看门狗复位：看门狗使能并且看门狗定时器溢出时复位发生；

4.掉电检测复位：掉电检测复位功能使能，且电源电压低于掉电检测复位门限VBOT时，MCU复位。

AVR单片机可通过融丝位来设置复位延时时间，但最长的复位延时时间为65ms，如果送给单片机电源的上升时间（在1.3V～2.7V之间）比65ms还长就会导致单片机复位异常，复位不正常的单片机跑任何程序都会有问题。解决的方法就是减小电源的上升时间。

AVR单片机复位时所有的I/O寄存器都被设置为初始值，程序从复位向量处开始执行。复位向量处的指令必须是绝对跳转到复位处理例程。如果程序永远不利用中断功能，中断向量可以由一般的程序代码所覆盖。这个处理方法同样适用于当复位向量位于应用程序区，中断向量位于Boot区或者反过来的时候。

复位源有效时I/O端口立即复位为初始值。此时不要求任何时钟处于正常运行状态。所有的复位信号消失之后，芯片内部的一个延迟计数器被激活，将内部复位的时间延长。这种处理方式使得在MCU正常工作之前有一定的时间让电源达到稳定的电平。延迟计数器的溢出时间通过熔丝位SUT与CKSEL设定。

所有的延时信号消失后，芯片内的internal reset信号被激活，将内部复位信号的时间延长，这种工作方式使得MCU正常工作前留一定的时间使电源电压保持稳定，延时的时间可以通过融丝位中的SUT和CKSEL来设置，但最大的延时时间不超过64ms，如果电源在64ms后仍然没有上升到正常的值（≥2.7V），将会导致程序工作不正常，即便是在程序中增加延时也不能完全解决问题，因为延时本身也是一段程序，电压不正常可能会导致延时也不正常，从而产生不可预料的结果。

4 结束语

通过对LDO稳压器特性和AVR单片机复位的分析，笔者在电路设计中通过增大输出电容值使LDO稳压器工作稳定，从而减小电源的上升时间，达到单片机上电复位正常，解决了稳压器工作不稳定，甚至发生振荡，造成单片机上电复位有时正常有时不正常的问题。

参考文献

[1]马潮，詹卫前，耿德根.ATmega8原理及应用手册[M].清华大学出版社，2003.

[2]Texas Instruments Incorporated，TPS76330 Data Sheet，Texas Instruments，2000.

[3]National Semiconductor Corporation，LP2985 Data Sheet，National Semiconductor Corporation 1999.

作者单位

1.中国电子科技集团公司第五十四研究所 河北省石家庄市 050081

篇8

NPO（CG）：I类电介质，温度补偿式，电气特性最稳定，基本上不随温度、电压、时间的改变而改变。属超稳定、低损耗的电容材料型，造用于对稳定性、可靠性要求较高的高频、特高频、甚高频的场合。要注意所选电容器的温度—时间曲线应当与被补偿的绕组或其它元件的温度—时间曲线正好相反。

X7R（2XI）：Ⅱ类电介质，电气特性较稳定，温度、电压、时间特性变化不显著。属稳定型电容材料类型，适用于隔直、耦合、旁路、滤波电路及可靠性要求较高的中、低频场合。

Y5V（2F4），Z5U（2E6）：Ⅲ类电介质，具有很高的介电常数，广泛用于对容量、损耗要求不高的场合。

低频瓷介电容器易被脉冲电压击穿，其耐热性能较差，若焊接温度过高可能损坏密封或使电极与引出线的连接不良，温度突变可能使密封或介质破损。银电极电容器不应在潮湿的环境下储存，应防止外壳受潮而使银离子迁移，引起电容器短路。金属化电容器不适合在较大的脉冲电流电路中工作。陶瓷电容器尽量不要用音响设备的电路中。

涤纶电容器一般使用在低频电路中。聚碳酸脂薄膜电容器可在125℃高温电路中工作。聚苯乙烯电容器。适合于要求RC时间常数大的电路中使用（特别适合音响电路），但耐温性能差，只适合在65℃以下的工作环境中使用。同时具有低电平工作开路缺点，所以实际使用电压，不应低于额定工作电压85%的值。

玻璃和云母电容器用于要求电容器较小、品质系数高以及对温度、频率和稳定性好的电路中。它们可作高频耩和旁路，或在调谐电路中作固定电容器元件。安们具有高的绝缘电阻、低功耗系数、低电感和优良的稳定性等特性，特别适合于高频应用。因此，在脉冲电路中，建议使用云母，聚丙烯电容。从性能价格上考虑，应优先选用云母电容器，但是云母容器因云母片资源少，国内生产厂家已经很少了。

篇9

    1)      电荷泵的种类

•  开关式调整器升压泵 (图1.a)

•  无调整电容式电荷泵(图1.b)

•  可调整电容式电荷泵(图1.c)

三个电路的工作过程均为：首先贮存能量，然后以受控方式释放能量，以获得所需的输出电压。开关式调整器升压泵采用电感器来贮存能量，而电荷泵采用电容器。

 

1)      电荷泵的工作原理

电容式电荷泵通过开关阵列和振荡器、逻辑电路、比较控制器实现电压提升，采用电容器来贮存能量。电荷泵是无须电感的，但需要外部电容器。工作于较高的频率，因此可使用小型陶瓷电容(1μF)，使空间占用最小，使用成本低。电荷泵仅用外部电容即可提供±2倍的输出电压。其损耗主要来自电容器的ESR(等效串联电阻)和内部开关晶体管的RDS（ON）。电荷泵转换器不使用电感，因此其辐射EMI可以忽略。输入端噪声可用一只小型电容滤除。它

    输出电压是工厂生产精密予置的,调整能力是通过后端片上线性调整器实现的，因此电荷泵在设计时可按需要增加电荷泵的开关级数，以便为后端调整器提供足够的活动空间。电荷泵十分适用于便携式应用产品的设计。从电容式电荷泵内部结构来看,它实际上是一个片上系统(图2)。

 

1)      电荷泵选用要点

作为一个设计工程师选用电荷泵时必然会考虑以下几个要素：

• 转换效率要高

  无调整电容式电荷泵        90%

  可调整电容式电荷泵        85%

  开关式调整器              83%                   

• 静态电流要小，可以更省电；

• 输入电压要低，尽可能利用电池的潜能；

• 噪音要小，对手机的整体电路无干扰；

• 功能集成度要高，提高单位面积的使用效率，使手机设计的更小巧；

• 足够的输出调整能力，电荷泵不会因工作在满负荷状态而发烫；

• 封装尺寸小是手持产品普遍要求；

• 按装成本低，包括周边电路少占PCB板面积小，走线少而简单；

• 具有关闭控制端，可在长时间待机状态下关闭电荷泵，使供电电流消耗近乎为0。

 

2)      几种不同的电荷泵

• 输出并联稳压供电，周边零件少，走线简单，转换效率高的AAT3110（图3）

 

 • 输出供电需要单独走线的LM2794（图.4）

 

• 恒流输出串联供电的LT1932（图.5)

 

1)      AAT3110电荷泵的性能

   AAT3110微功率升压电荷泵是美国研诺逻辑科技有限公司（AATI）开发的微功率开关电容器电压提升转换器，它可以提供一个稳定的5V输出，应用时没有其它升压泵运作所必需的电感器，周边只使用三个小的陶瓷电容器，它能输出100mA电流。它可以驱动4-5个白色或蓝色LED，以满足彩色LCD背光的应用。

AAT3110的特点是非常低的静态电流和高的转换效率，负载范围大，是电池电源应用的理想器件。AAT3110工作在电压升压状态，在750KHz高频运作，使用脉冲跳跃技术，从变化的输入电压中提供一个稳定输出电压。输入电压范围2.7V-5.5V，输出稳定的5V电压，转换效率达90%以上，，输出纹波大大小于同类产品，ESD大于2KV，具有短路保护、过温保护功能，AAT3110自身功耗甚微仅13uA，在停机状态下耗用电流小于1uA。AAT3110与其它公司同类产品相比输出电流大、纹波小、价格低（图.6），实际应用时对LED并联供电（图.7）走线少，使用方便，因而工艺成本低，周边电路不使用电感器件，无EMI辐射。

 

AAT3110主要技术参数：

•  工作电压： Vin=2.7-5.5V

•  输出电压： Vout=5.0V/100mA

•  静态电流： Iq=13uA  

•  停机状态电流： ISHDN=1uA

•  工作效率： 90%以上，

•  工作频率： 750KHz

•  封    装： SOT23-6    SC70JW-8

   AAT3110采用6脚SOT-23和8脚SC70JW小尺寸封装，适用于表面贴装，在PCB板上所占空间很小。SC70JW是AATI专利超小8个脚封装，晶片占空比达42%，占用PCB面积仅4.2平方毫米，芯片抬起按装可利应空气受热自然流动散热和多3个脚接地可充分利用PCB散热。

 

篇10

LCM内部结构

STN-LCD彩屏模块的内部结构如图1所示，它的上部是一块由偏光片、玻璃、液晶组成的LCD屏，其下是白光LED和背光板，还包括LCD的驱动IC，和给LCD驱动IC提供一个稳定电源的低压差稳压器（LDO），二到八颗白光LED，LED驱动的升压稳压IC。

LCM电路结构

STN-LCD彩屏模块的电路结构如图2所示，外来电源Vcc经LDO降压稳压，向LCD驱动IC如三星的S6B33BOA提供工作电压，驱动彩色STN-LCD的液晶显示图形和文字；外来电源Vcc经电荷泵升压稳压，向白光LED如99-21UWC提供恒定的恒压、恒流电源，LED的白光经背光板反射，使LCD液晶的65K色彩充分表现出来，LED的亮度直接影响LCD色彩的靓丽程度。

LCM主要光电器件

l Colour STN-LCD

l LCD Driver ： S6B33BOA

l LCD Driver LDO ：AAT3221-2.8V  AAT3221-3.0V

l White LED ： 99-21UWC/TR8 99-215UWC/TR8

l LED Driver ： AAT3110  AAT3113  AAT3123  AAT3134 NCP5007   NCP5008/9

l Backlight Board

LCD

LCD液晶显示器是英文Liquid Crystal Display的简称，LCD属于平面显示器的一种，依驱动方式来分类可分为静态驱动（Static）、单纯矩阵驱动（Simple Matrix）以及主动矩阵驱动（Active Matrix）三种。其中，被动矩阵型又可分为扭转式向列型（Twisted Nematic；TN）、超扭转式向列型（Super Twisted Nematic；STN）及其它被动矩阵驱动液晶显示器；而主动矩阵型大致可区分为薄膜式晶体管型（Thin Film Transistor；TFT）及二端子二极管型（Metal/Insulator/Metal；MIM）二种方式。TN、STN及TFT型液晶显示器因其利用液晶分子扭转原理之不同，在视角、彩色、对比及动画显示品质上有高低层次之差别，使其在产品的应用范围分类亦有明显区隔。以目前液晶显示技术所应用的范围以及层次而言，主动式矩阵驱动技术是以薄膜式晶体管型（TFT）为主流，多应用于笔记本电脑及动画、影像处理产品。而单纯矩阵驱动技术目前则以扭转向列（TN）、以及超扭转向列（STN）为主，STN液晶显示器经由彩色滤光片（color filter），可以分别显示红、绿、蓝三原色，再经由三原色比例之调和，可以显示出全彩模式的真彩色。目前彩色STN-LCD的应用多以手机、PDA、数码相机和视屏游戏机消费性产品以及文书处理器为主。

LCD驱动IC

LCD驱动IC多选用日立、三星公司产品，如三星公司的S6B33BOA是一颗具有很好性能/价格比的65K色彩饱和度的STN-LCD驱动IC。

由于手机、PDA、数码相机和视屏游戏机消费性产品都是以电池为电源的，随着使用时间的增长，电源电压波动较大，LCD驱动IC需要一个稳定的工作电压，因此设计电路时往往经由一个低压差稳压器(LDO)提供一个稳定的2.8V或3.0V电压，如AAT3221。

白光LED

按背光源的设计要求，需要前降电压（VF）、前降电流（IF）小，亮度高（500-1800mcd）的白光LED。以手机LCM为例，目前都使用3--4颗白光LED，随着LED的亮度增加和手机厂商要求降低成本和功耗，予计到2004年中LCM都会选用2颗高亮度白光LED（1200—2000mcd）。PDA和Smartphone由于LCD屏较大会按需要使用4--8颗白光LED。

EL 99-21/215UCW/TR8是具有很好性能/价格比、自带反射镜的白光SMDLED，其亮度分为T、S、R三个等级，T为720-1000 mcd，S为500-720 mcd，都是在手机LCD背光适用之列。其品质等同于NACW215 / NSCW335。

LED驱动

白光LED的驱动需要供给恒定的电压或恒定的电流，而手机电源一开始工作电压就往下降，因而需要升压器件升压、稳压。为了减少升压器件的工作频率对手机射频（RF）的影响，一般选用以电容器为电能传递中间体的电容式电荷泵；以电感器为电能传递中间体的升压器能输出较高电压。

电容式电荷泵的效率按其升压方法分有倍频和分数倍频二种，前者效率约90%，后者效率约93-95%；电感式升压器效率约83-85%；电容式电荷泵按其输出分有恒压输出、恒流输出；按其对LED驱动的方法分有并联恒压驱动、单个恒流驱动、串联恒流驱动；电感式升压器都是恒流输出，输出电压较高，对LED串联驱动。

倍频升压的电容式电荷泵如AAT3110，5V恒压输出，最大电流120mA，并联驱动LED，如图3所示。

分数倍频升压的电容式电荷泵如AAT3113，有4-6路恒流输出，每路能输出20mA电流，单个恒流驱动LED，具有32级调光功能，如图4所示。AAT3134将输出DAC模块分成二块，其输出可分别驱动双屏显示的大小LCM模块。

NCP5009是带光敏传感器的背光LED驱动升压器，适用于自动调光的高档手机LCM，对LED串联驱动，如图5所示。NCP5007是可恒流驱动5颗串联的LED、PWM调光的背光LED驱动升压器，如图6所示。

新型的电荷泵、升压器输出端内部都内置MOSFET，可动态地调整负载内阻，省却为平衡由于LED内阻不一需要外加的匀流电阻；