正弦波逆变电源范文
时间：2023-04-08 02:31:30
导语：如何才能写好一篇正弦波逆变电源，这就需要搜集整理更多的资料和文献，欢迎阅读由公务员之家整理的十篇范文，供你借鉴。
篇1
第1章
概述
任何电子设备都离不开可靠的电源，它们对电源的要求也越来越高。电子设备的小型化和低成本化使电源以轻、薄、小和高效率为发展方向。传统的晶体管串联调整正弦波逆变电源是连续控制的线性正弦波逆变电源
。这种传统正弦波逆变电源技术比较成熟,并且已有大量集成化的线性正弦波逆变电源模块,具有稳定性能好、输出纹波电压小、使用可靠等优点、但其通常都需要体积大且笨重的工频变压器与体积和重量都不得和很大的滤波器。由于调整管工作在线性放大状态，为了保证输出电压稳定，其集电极与发射极之间必须承受较大的电压差，导致调整管功耗较大，电源效率很低，一般只有45%左右。另外,由于调整管上消耗较大的功率,所以需要采用大功率调节器整管并装有体积很大的散热器,很难满足现代电子设备发展的要求。在近半个多世纪的发展过程中，正弦波逆变电源因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点而逐渐取代传统技术制造的连续工作电源，并广泛的应用，正弦波逆变电源技术进入快速发展期。
正弦波逆变电源采用功率半导体器件作为开关，通过控制开关的占空比调整输出电压。它的功耗小，效率高，正弦波逆变电源直接对电网电压进行整流、滤波、调整，然后由开关调整管进行稳压，不需要电源变压器，此外，开关工作频率为几十千赫，滤波电容器、电感器数值较小。因此正弦波逆变电源具有重量轻、体积小等优点。另外，于功耗小，机内温升低，提高了整机的稳定性和可靠性。而且其对电网的适应能力也有较大的提高，一般串联稳压电源允许电网波动范围为220V±10%,而正弦波逆变电源在电网电压在110～260V范围变化时,都可获得稳定的输出阻抗电压。正弦波逆变电源的高频化是电源技术发展的创新技术,高频化带来的效益是使正弦波逆变电源装置空前的小型化,并使正弦波逆变电源进入更广泛的领域,特别是在高新技术领域的应用,扒动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外正弦波逆变电源的发展与应用在节约资源及保护环境方面都具有深远的意义。
目前市场上正弦波逆变电源中功率管多采用双极型晶体管，开关频率可达几十千赫；采用MOSFET的正弦波逆变电源转抽象频率可达几百千赫。为提高开关频率，必须采用高速开关器件。在一定范围内，开关频率的提高，不仅能有效地减小电容、电感及变压器的尺寸，而且还能够抑制干扰，改善系统的动态性能。因此，高频化是正弦波逆变电源的主要发展方向。高可靠性——正弦波逆变电源的使用的元器件比连续工作电源少数十倍，因此提高的可靠性。从寿命角度出发，电解电容、光耦合器及排风扇等器件的寿命决定着电源的寿命。所以，要从设计方面着眼，尽可能使较少的器件，提高集成度。这样不但解决了电路复杂、可靠性差的问题，也增加了保护等功能，简化了电路，提高了平均无故障时间。正弦波逆变电源的发展从来都是与半导体器件及磁性元件等的发展休戚相关的。高频化的实现，需要相应的高速半导体器件和性能优良的高频电磁元件。发展功率MOSFET、IGBT等新型高速器件,开发高频用的低损磁性材料,改进磁元件的结构及设计方法,提高滤波电容的介电常数及降低其等串联电阻等,对于正弦波逆变电源小型化始终产生着巨大的推动作用。
总之，人们在正弦波逆变电源技术领域里，边研究低损耗回路技术，边开发新型元器件，两者相互促进并推动着正弦波逆变电源以每年过两位数的市场增长率向小型、薄型、高频、低噪声以及高可靠性方向发展。
第2章
设计总思路
2.1总体框架图
滤波电路
逆变电路
输入315V直流电
驱动电路
UC3842脉宽调制电路
输出220V交流电
误差比较
图1
总体框图
此次课程设计要求输入315V直流，输出220V交流，主电路采用单相桥式逆变电路，对高频开关器件常用PWM波控制，要产生正弦波可采用SPWM控制方法，通过控制电力电子器件MOSFET的关断来控制产生交变正弦波电压。控制电路主要实现产生SPWM波，设计要求选用UC3842电流控制型PWM控制器产生控制脉冲。而UC3842实质上是通过输入的两路波进行比较，输出比较后形成的脉冲波，鉴于UC3842的这一特征，可以通过输入正弦漫头波和锯齿波进行比较得到所需的正弦波控制脉冲。正弦波产生器的设计有多种方法，本次课程设计采用555定时器多谐振电路产生方波经过滤波产生正弦波的方法作为正弦波产生器，再经过整流，使之成为正弦漫头波。锯齿波的产生电路比较简单，可以直接利用UC3842内部提供的谐振器加入外围电阻电容产生。此外电路要求输出的正弦波幅度可调，此时就需要使加入的正弦波漫头波幅值可调，此可以通过一加法器使之与设置电压相叠加产生电压可变的正弦电压。
主电路和控制电路的一些中间环节都是需要滤波的，由于产用SPWM控制，主电路的谐波成分较少，可以通过简单的RC无源滤波。控制电路中的方波要变成较为标准的正弦波，要滤去的谐波成分就要多得多，可以采用有源滤波，且可以通过积分环节使方波变成比较好的正弦波。
由于设计出来的电路是作为电源用的，对电源电流、电压检测就显得非常有必要了，可以通过从电源负载取出电流信号作为UC3842的关断信号，从而实现主电路的限流作用。要实现电流、电压的稳定，则可以通过取出的电流、电压信号与控制电路构成闭环控制来实现。为了不至使电路结构过于复杂，只设计了简单的电压反馈环使电压基本能跟随给定维持恒定。
2.2设计的原理和思路
图2
正弦波逆变电源的组成框图
该电路采用他励式,2管双推动输出脉宽调制方式输出电压为220V,输出电流2A,有欠压、过压和过流等多重保护功能。
第3章
主电路设计
3.1
SPWM波的实现
3.1.1
PWM固定频率的产生
PWM波形产生原理图如图3.1.1所示
图3.1.1
PWM波的产生电路图
PWM固定频率是由SG3525芯片产生。SG3525芯片的资料见如下：
管脚说明：
引脚1：误差放大反向输入
脚9：PWM比较补偿信号输入端
引脚2：误差放大同向输入
引脚10：外关断信号输入端
引脚3：振荡器外接同步信号输入端
引脚11：输出A
引脚4：振荡器输出端
引脚12:信号地
引脚5:振荡器定时电容接入端
引脚13：输出级偏置电压接入端
引脚6：振荡器定时电祖接入端
引脚14：输出端B
引脚7:振荡器放电端
引脚15：偏置电源输入端
引脚8:软启动电容接入端
引脚16：基准电源输出端
图中11与14脚输出两路互补的PWM波，其频率由与5、6管脚所连的R、C决定。PWM频率计算式如下：f=1/[C5(0.7R15+3R16)]，调节6端的电阻即可改变PWM输出频率。同时，芯片内部16脚的基准电压为5.1V采用了温度补偿，设有过流保护电路，5.1V反馈到2端同向输入端，当反向输入端也为5.1V时，芯片稳定，正常工作。若两端电压不相等，芯片内部结构自动调整将其保持稳定。
在脉宽比较起的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化，由于结构上有电压环河电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，目前比较理想的新型控制器。R和C设定了PWM芯片的工作频率，计算公式为T=(0.67*RT+1.3*RD)*CT
。再通过R13和C3反馈回路。构成频率补偿网络。C6为软启动时间设定电容。
3.1.2
SPWM波的原理
在进行脉宽调制时，使脉冲系列的占空比按正弦规律来安排。当正弦值为最大值时，脉冲宽度也最大，脉冲间隔最小，反之正弦值较小时，脉冲宽度也小，脉冲间的间隔较大。这样的电压脉冲系列可以使负载电流中的高次谐波成分大为减少，成为正弦波脉宽调制。
3.1.3
SPWM调制信号的产生
要得到正弦电压的输出，就要使逆变电路的控制信号以SPWM方式控制功率管的开关，所得到的脉冲方波输出再经过滤波就可以得到正弦输出电压。通过SG3525来实现输出正弦电压，首先要得到SPWM的调制信号，而要得到SPWM调制信号，必须得有一个幅值在l～3
5V，按正弦规律变化的馒头波，将它加到SG3525脚2，并与锯齿波比较，就可得到正弦脉宽调制波实现SPWM的控制电路框图如图3.1.3(a)所示，实际电路各点的波形如图3.1.3(b)所示。
误差信号
基准电压
加法器
整流电路
滤波电路
调制电路
基准方
波
SG3525
时序电路
图3.1.3(a)
SPWM波控制电路框图
图3.1.3(b)
SPWM电路主要节点波形
由图3.1.3(a)
图3.1.3(b)可知，基准50Hz的方波是由555芯片生成的，用来控制输出电压有效值和基准值比较产生的误差信号，使其转换成50Hz的方波，经过低频滤波，得到正弦的控制信号。
3.2
保护电路模块
该系统是由直流边交流，弱点变为强电。故对系统进行必要的安全保护是必须的，在对系统进行调试时必须要注意安全。系统除了芯片本身具有的保护措施外，还对系统进行了专门的保护，具体如下。
3.2.1过电流保护
过电流保护采用电流互感器作为电流检测元件，其具有足够快的响应速度，能够在IGBT允许的过流时间内将其关断，起到保护作用。
如图3.2.1所示，过流保护信号取自CT2，经分压、滤波后加至电压比较器的同相输入端，如图2.4所示。当同相输入端过电流检测信号比反相输入端参考电平高时，比较器输出高电平，使D2从原来的反向偏置状态转变为正向导通，并把同相端电位提升为高电平，使电压比较器一直稳定输出高电平。同时，该过电流信号还送到SG3525的脚10。当SG3525的脚10为高电平时，其脚11及脚14上输出的脉宽调制脉冲就会立即消失而成为零。
图3.2.1
过电流保护电路
3.2.2空载保护电路的设计
空载检测电路如图3.2.2所示。是用电流互感器检测电流输出，当没有电流输出时，使三极管Q8截止，从而使RS-CK为高电平，停止输出SPWM波。8s后，再输出一组SPWM波，若仍为空载，则继续上述过程。若有电流输出则Q8导通，使得RS-CK为低电平，连续输出SPWM波形，逆变电路正常工作。
图3.2.2
空载检测电路图
3.2.3浪涌短路保护电路的设计
浪涌电路保护电路原理图如图3.2.3。此电路图是短路保护，用0.1欧的电阻对电压进行采样，通过470千欧电阻得到电流，并使这电流通过光电耦合器，当电流过高时使得SPWM波不输出，关闭IGBT形成保护。故障排除后光电耦合器输出关断，逆变器正常工作。
图3.2.3
浪涌短路保护电路原理图
第4章
单元控制电路设计
4.1
DC-AC电路设计
由前面论证已经明确采用全控桥式逆变电路。其中各桥臂通断由SPWM波控制的IGBT完成。
系统采用SG3525来实现SPWM控制信号的输出，该芯片其引脚及内部框图如图4.1所示。
图4.1
SG3525引脚及内部框图
直流电源Vs从脚15接入后分两路，一路加到或非门；另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生稳定的+5
V基准电压。+5
V再送到内部(或外部)电路的其它元器件作为电源。
振荡器脚5须外接电容GT脚6须外接电阻RTo振荡器频率f由外接电阻RT和电容CT决定，f=1．1
8／RCTo逆变桥开关频率定为l0kHz，取GT=O．22μF，RT=5
kΩ。振荡器的输出分为两路，一路以时钟脉冲形式送至双稳态触发器及两个或非门；另一路以锯齿波形式送至比较器的同相输入端，比较器的反向输入端接误差放大器的输出。误差放大器的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较，输出一个随误差放大器输出电压高低而改变宽度的方波脉冲，再将此方波脉冲送到或非门的一个输入端。或非门的另两个输入端分别为双稳态触发器和振荡器锯齿波。双稳态触发器的两个输出互补，交替输出高低电平，将PWM脉冲送至三极管V1及V2的基极，锯齿波的作用是加入死区时间，保证V1及V2不同时导通。最后，V1及V2分别输出相位相差180°的PWM波。
4.2
PWM驱动模块
4.2.1
驱动电路的设计
驱动电路的设计既要考虑在功率管需要导通时，能迅速地建立起驱动电压，又要考虑在需要关断时，能迅速地泄放功率管栅极电容上的电荷，拉低驱动电压。具体驱动电路如图2.7所示。
图4.2.1
驱动电路
其工作原理是：
（1)当光耦原边有控制电路的驱动脉冲电流流过时，光耦导通，使Q1的基极电位迅速上升，导致D2导通，功率管的栅极电压上升，使功率管导通；
（2)当光耦原边无控制电路的驱动脉冲电流流过时，光耦不导通，使Q1的基极电位拉低，而功率管栅极上的电压还为高，所以导致Q1导通，功率管的栅极电荷通过Q1及电阻R3速泄放，使功率管迅速可靠地关断。
当然，对于功率管的保护同样重要，所以在功率管源极和漏极之间要加一个缓冲电路避免功率管被过高的正、反向电压所损坏。
4.2.2
TDS2285产生PWN波
SPWM的核心部分采用了张工的TDS2285单片机芯片,用其产生为功率主板产生占空比变化的矩形波，通过H桥产生所需的正弦波。U3,U4组成时序和死区电路，末级输出用了4个250光藕，H桥的二个上管用了自举式供电方式，这样做的目的是简化电路，可以不用隔离电源，该模块原理图如图4.2.2(a)所示：
图2-2-1
2.2.1
PWN波的产生
（1）、该模块中是由TDS2285芯片产生PWM波，TDS2285的芯片各管脚资料如图2-2-2：
图4.2.2(a)
PWM驱动电路图
1.该模块所采用的是TDS2285芯片，其管脚如图4.2.2(b)所示
图4.2.2(b)
TDS2285管脚图
2.该模块中TDS2285芯片的工作原理图4.2.2(c)如：
图4.2.2(c)
TDS2285产生PWM波
该芯片的6、7管脚生成交流电正、负半周调制波输出引脚，输出SPWM脉冲，其频率有接在2、3管脚间的晶振来决定。9脚为故障报警输出端，通常驱动一蜂鸣器，同时配合5脚LED的状态，当蓄电池电压输入出现过压或低压时，该蜂鸣器随LED指示灯每隔1秒报警一次，当出现交流过流或者短路时，该蜂鸣器随LED指示灯每隔0.5秒报警一次。13脚为检测蓄电池电压，当13脚的电压超过3V或低于1V时，逆变停止工作，并进入欠压或过压故障状态。通过外接蓄电池上分压来实现。10脚为交流电压稳压反馈输入，实时检测功率主板输出的交流正弦波输出电压变动范围，并作调整输出达到稳定输出电压的目的。
第5章
系统调试
5.1
测试使用的仪器
序号
名称、型号、规格
数量
1
数字示波器
1
2
UT70A数字万用表
1
3
函数信号发生器
1
5.2
输出功率与效率的测试
输出功率的定义：即为电源把其输入功率转换为有效输出功率的能力。
测试框图如下图所示。
先如图布置好测试电路后，进行如下步骤调试：
1.各电路输出电压、电流测量同时进行。
2.开启所有设备、记录输入功率数值及各点输出电压，电流值。
3.计算输入功率Pi=Ui*Ii，输出功率值Po=Uo*Io.
4.效率n=Po/Pi*100%,Pi为输入。
5.3
过流保护的测试
定义：当输出电流大于设定保护值时，系统自动关闭输出，形成过流保护。当输出电流小于设定保护值时，系统自动恢复正常工作状态。
测试方法：如图18所示。在输出端接入3个串联10欧电阻作为负载，通过短路其中的一个或两个来模拟过流情况发生。观察系统是否进行过流保护。
图18
过流保护测试框图
测试结果与分析：逆变过程中，过流保护装置在电流大于设定保护值时关闭输出，并在恢复正常时又打开输出。所以过流保护装置正常工作。
5.4
空载待机功能测试
（1）
定义：当无负载接入时，系统关闭输出进入待机模式。当有负载接入时，系统进入正常工作状态。
（2）
测试方法：接入负载后断开负载，观察系统输出状态。
（3）
结果与分析：输出端负载断开5s后系统进入待机状态，此时无输出。再次接入负载，系统就开始进入逆变工作状态。
5.5
输出电压范围测试
（1）
定义输出电压的最大值最小值。
（2）
测试方法：调节电压反馈贿赂的参数，观察输出电压大小。
（3）
测试结果：接入300欧的电阻调节Rp3，输出电压在8~12V之间。
结果分析
经过测试以后题目的基本要求都已经完成，各项性能指标都较好的实现在输出功率稳定时效率达到了93%。同时该电路还具有短路保护，空载保护，过流保护的功能。
第6章
总结
刚刚拿到课程设计的题目时真不知道从哪里开始动手,课题名称里的芯片根本就没听说过。通过上网查找资料,弄清楚了它的功能,才真正开始了设计。但这个东西包括了几个部分,所以一定要把握好它的整体设计思路,在其框架之下,对各部分的单元电路进行分析和设计,最后经过电路的修改,参数的确定,将各个部分连接起来,形成总的电路图。
课程设计虽然大家的课题不是完全一样的，但是大家之间的团队合作还是很重要的，有些地方自己一个人看不明白，通过和同学之间的讨论最终弄明白，这是一个很有趣的过程，我相信通过这次的课程设计我们大家之间对于电力电子的学习取得了更加大的进步。
这次实习我学到了很多。在摸索该如何设计电路使之实现所需功能的过程中，培养了我的设计思维，增加了实际操作能力。在体会设计的艰辛的同时，更让我体会到成功的喜悦和快乐。
通过这两个星期的课程设计，从开始任务到查找资料，到设计电路图，到最后的实际接线过程中，我学到了课堂上学习不到的知识。上课时总觉得所学的知识太抽象，没什么用途，现在终于认识到了它的重要性。平时上课老师讲的内容感觉都听明白了,但真正到了用的时候却不怎么会用了,经过这次课程设计才知道,要真正学好一门课程,并不是把每一章的内容搞懂就行了,而是要将每一章的内容联系起来,融会贯通,并能够应用到实践中去.通过这次课程设计，我学到了不少新知识、新方法、新观点。这次设计不但锻炼了我的学习能力、分析问题与解决问题的能力，同时也锻炼了我克服困难的勇气和决心。
还有本次课程设计最重要的是加强了我的动手能力，平时学习的时候只是片面的认识和照搬书本上的知识，书本知识在实际应用的时候会出现很大的偏差，理论联系实际才是真正的学习之道。要在实际运用的时候结合实际的环境，具体的分析，解决问题，这才是这次课程设计对于我最重要的意义。
篇2
【关键词】推挽电路 全桥逆变 正弦脉宽调制
1 前言
汽车已经是普遍交通工具，方便汽车生活的电器设备需要可靠的电源供电，车载储能设备电压一般为12V或24V，而用电设备一般需要220V/50HZ交流电源供电。因此，需要将12V低压直流电变换为220V交流电。现有产品大多为方波或准正弦波输出，效率低，谐波含量高。因此，研究效率高、可靠性高的正弦波车载逆变器具有重要意义。
2 正弦波逆变器的结构
根据车载逆变器输入和输出的要求，逆变器的整体结构由两部分组成，第一部分实现直流升压功能，第二部分实现逆变功能。实现升压和逆变功能的方案很多，但各有优缺点。
（1）DC-DC变换部分：Boost电路可以实现升压，但升压能力有限，输入输出没有隔离，效率低；半桥变换器的等效输入电压为实际输入电压的一半，电压利用率很低；全桥变换器所用器件多、控制复杂、成本高；推挽逆变加全桥整流电路升压能力比boost电路强，输入电压利用率比半桥电路高，所用元器件比全桥电路少且控制电路相对简单，同时实现了输入输出隔离。因此，本次设计采用推挽升压加全桥整流的设计方案实现直流升压。
（2）DC-AC变换部分：逆变部分一般采用全桥逆变电路，控制电路设计多种多样，输出电压波形各不相同，采用模拟芯片如SG3524等可以得到方波输出电压，采用移相控制、多重结构等可实现准正弦波输出，实现正弦波输出常用方法是单片机控制，但电路复杂、成本高、可靠性差。此次设计采用集成控制芯片TDS2285，该芯片是一款专门用来制造高纯正弦波逆变电源的控制芯片，它是用程序来产生SPWM波的，所以不需要基准源，也不需要调制电路，稳压电路简单，不用考虑相移补偿。
3 具体电路设计
按上述设计方案，完成电路设计、参数计算及器件选型、变压器制作等工作。
（1）推挽升压电路设计。推挽升压电路由推挽电路，升压变压器，高频整流电路及TL494构成的控制电路组成。TL494控制电路如图1所示。
推挽电路在每次电流回路中只有一个开关管，通态损耗较小，适于低电压输入场合。开关管根据功率及工作频率要求选用功率MOSFET，通过参数计算选择NEC4145。
变压器设计是升压电路的难点，首先根据电路参数要求选择磁芯材料确定B，然后计算core的AP值，再查阅TDK数据手册选用core。通过计算查表选择ER35，材质选PC40；根据输入输出电压值及占空比计算变压器初级和次级的绕组匝数，根据功率要求计算电流大小，依据电流选择导线直径，初级6T加6T，导线用铜箔，次级选0.71线一根绕180T，变压器制作过程中应注意绝缘设计。
高频整流电路选用全桥结构，根据频率要求整流器件选用超快恢复二极管SF28。
（2）全桥逆变电路设计。逆变电路采用全桥形式，根据电压及电流要求，开关管选用IRPF460。其控制信号由逆变控制芯片TDS2285产生。为了防止逆变器发生“直通”现象，必须设置一段死区时间。用非门MM74HC04、与非门74HC00、RC微分电路构成死区电路设计。由于控制芯片输出的SPWM脉冲波电压值有限，不能直接驱动MOS开关管，同时为了防止主电路对控制电路的影响，它们之间必须进行隔离。
4 焊接和调试
PCB版图制作焊接完成无误后进行测试，测试分两步进行，分别对前级DC-DC变换器和后级DC-AC变换器进行测试。
前级调试：在输入端接一个15A的保险丝，后级功率电路的高压保险丝不要安装。把万用表直流电压档接在高压电解电容两端，接电源，调试驱动电路的电位器，使高压输出在340-380V之间。
后级调试：调好前级后，在后级功率电路的高压保险丝座上，装上一个1A的保险丝，在高压电解电容两端接上一个60V左右的电压，作为母线电压，在AC输出端加上适当电阻做负载，可以测到正弦波电压大约在40V左右。
联机：在前后级都正常的情况下，可以把前后级联起来，完成整机调试。AC输出端的负载去掉，接上示波器，调整SPWM驱动电路电位器，把它调在220V左右停下。
5 结论
通过以上分析、设计、制作和测试说明：前级采用TL494控制推挽升压电路，后级采用TDS2285输出SPWM信号控制全桥逆变电路，可以实现输入直流12V到输出交流220V正弦波的变换，输出电压基本稳定，效率基本达到要求。经实验论证，该逆变电源稳定，性能可靠。
参考文献
[1]刘凤君.实用电源技术丛书-正弦波逆变器（第一版）[M].北京：科学出版社，2002.
[2]杨成明.车载逆变电源的研究与设计[D].大连：大连海事大学，2005.
[3]丁成伟，高鹤，赵一忠等.一种实用车载逆变器的设计[J].电子产品世界，2008.
篇3
关键词： 硬件描述语言； 脉宽调制； 电子设计自动化； 逻辑功能设计
中图分类号： TN964⁃34 文献标识码： A文章编号： 1004⁃373X（2014）08⁃0153⁃03
Design of aero power supply invert⁃controlling circuit based on EDA technology
WU Guo⁃qiang1， JIANG Chao2， LIU Qing⁃quan1， LIU Yan2， 3
（1. Unit 94816 of PLA， Fuzhou 350002， China； 2. Air Force Service College， Xuzhou 221000， China； 3. Unit 92919 of PLA， Ningbo 315000， China）
Abstract： To adapt to the new need and the quick development rhythm of the aero power quality， a modulation scheme of aero inverting circuit was designed by means of the advanced modern EDA technique and pulse⁃width modulation technique. The area⁃equivalent sine wave pulse width modulation （SPWM） was adopted to set up control mathematics model. The logic function needed in circuit design was realized with number operation， digital conversion and hardware description Language VHDL. PLDs are taken as the hardwares of the modulation control circuit. With the MAX+plus Ⅱ software， the simulation and hardware testing experiment were completed on the EDA test developing system （GW⁃GK system）， the three⁃phase SPWM waveform pulse series was acquired， the digitaliztion control was realized， the wave harmonic component was decreased and the almost ideal sine wave was obtained. The method simplified the structure and scale of the control circuit， and increased the control accuracy and credibility of the system.
Keywords： hardware description language； pulse width modulation； electronic design automation； logic function design
当前航空电源型号各异，种类庞杂，应该说综合性能还不够高。特别是随着航空器的不断发展，其对电源保障需求面临诸多新挑战。因此，研制先进电源保障设备，提高其通用性、综合性，可为现有各类航空器提供通用配套保障，不但能够适应航空器换代的需要，提高其实用性，而且可以压缩保障装备设备的数量和规模。研究事例为航空逆变电源，其特性是负载三相平衡的前提下，能够保证三相电压的幅值、相位始终处于平衡。构成的组合式三相全桥逆变电路见图1。本文引入了技术现代电子设计自动化技术（EDA），综合运用非常超高速集成电路硬件描述语言设计语言（VHDL）和可编程逻辑电路（PLD）元器件进行控制逻辑的设计与实现，对组合式三相逆变电路进行状态控制，获得要求的输出电压及波形[1⁃3]。
1正弦脉宽调制方案的设计与计算
脉宽调制（Pulse⁃width Modulation，PWM）是在固定频率下，设计一定规律的脉宽系列，控制逆变器的开关器件的导通及截止状态，在输出端获取所需航空电源，满足设计的品质要求。
1.1等效面积法的数学模型
采纳等效面积正弦波脉宽调制（SPWM）生成法，具有输出波形谐波量小，波形接近正弦波形而且算法简单等优势特点[4⁃5]。
先把理想正弦波划分为若干等份，如图2所示，某一等份的弧线与时间轴形成的面积等同于某矩形脉宽，前提是矩形脉宽中点与弧线投影的中心点在时间轴上重合，且两者面积相等，划分的等份数量越大，整个矩形脉冲系列就越近似于设计所需的理想正弦波形，其中，矩形脉宽就是用于控制逆变器上元器件的导通、截止状态[6]。
图1组合式逆变电路示意图
如第k个脉冲，其的正弦波形弧线垂直向下与时间轴形成的面积为SAk，与其等效的脉冲矩形面积为SRk，易得到公式：
[SAk=MUsα1kα4ksinθdθ=MUscosα1k-cosα4k =SRk=Usα2k-α3k]
式中：调制参数为M；理想正弦波被划分为N等份。
每等份的时间宽度为θk，每等份的时间轴中点为αmk，等效面积的矩形宽度（相当于导通时间）为θpk，等效面积的矩形前后两端剩余时间（相当于截止时间）宽度为θnk，计算公式分别是：
[θk=α4k-α1k=2πN,αmk=2πNk-1+2π2N=πN2k-1,θpk=α3k-α2k,θnk=θk-θpk2]
1.2设计计算及数据生成
设定一定数值后，通过上述等式和公式，利用数学工具Matlab软件进行数值计算，生成表1和脉冲数据。
图2 等效面积算法SPWM生成模型
2软、硬件的设计与实现
2.1软件设计与实现
控制电路的硬件采用PLD元器件，并基于VHDL语言进行设计达成所需的逻辑功能，做到数字化控制。
整个系统主要由开关模块M_ONOFF、可控时钟分频器M_CLOCK、反馈调制模块M_MANDP、脉冲宽度数值存储器A、B、C：PW_ROM和脉冲发生器M_PWM等模块按一定逻辑对接而成，如图3所示形成了逆变控制逻辑电路的顶层设计文件M_TOP_SPWM，可实现等效面积正弦波脉宽调制法设计所需的脉冲波形系列，用来控制开关器件IGBT的导通和截止状态。
2.2逻辑电路的硬件编译与实现
逆变控制电路的顶层设计文件用VHDL语言编程描述成逻辑电路后，采用Max+PlusⅡ（Multiple Array MatriX Programmable Logic User SystemⅡ）为本实验的EDA设计软件，并在EDA实验开发系统（GW⁃GK系统）上完成仿真和硬件测试实验。首先选用ALTERA公司的EP1K50TC144⁃3芯片，然后如图4，图5所示对此芯片管脚进行输入输出定义、编译，通过ByteBlasterMV并行下载，打印机接口与目标板相连，完成芯片逻辑功能配置，最终在硬件上实现了控制系统电路逻辑功能。
3仿真结论与开发前景
顶层设计文件编译后进行实验仿真，结果如图6所示，其中脉冲系统S_A12、S_A34是单相全桥逆变器A的控制信号，S_B12、S_B34是单相全桥逆变器B的控制信号，S_C12、S_C34是单相全桥逆变器C的控制信号，显而易见三个单相全桥逆变器控制脉冲信号S_A、B、C生成相隔1/3周期，而且非常精确，完全满足实验设计所需的品质要求。
[图4 芯片引脚的锁定分配][图5 连接下载]
采用VHDL硬件描述语言对硬件的功能进行编程，在实验室就能设计获得所需的控制逻辑电路，特点明显，具有传统实验方法根本无法实现的静态可重复编程和动态在系统重构的优势，这大大提升了航空电源控制系统设计的灵活性，实现了硬件的“软件化”。用可编程逻辑器件PLD芯片不但压缩了设计实验周期，减少误差，提高设计系统的精确度（如图6所示，可控制到3 ms以下），而且可以高度缩小控制系统的硬件规模，提高了集成度[1，3]，降低了开发成本，有利于当前航空事业突飞猛进对电源的多样化需求开发，前景广阔。
图6实验功能仿真效果图
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篇4
关键词：可控硅；串联逆变；触发延迟时间
1.引言
90年代我国工业飞速发展，大容量、高功率，低能耗的中频电炉越来越被人们所关注，尤其在铸造领域中，中频电炉能提供高质量的铁水和钢水，便于在熔化过程中控制温度和化学成份，因此近年大量引进国外制造的大容量可控硅中频电炉，已达数百台之多，几乎国内上规模的机械制造厂、机床厂、汽车制造厂的高端技术市场都被国外厂商占有。目前国内产品比较国外，在控制技术上，按装工艺上仍有相当差距。
我国电器工业经过多年的发展，目前安装大容量中频电炉元器件己具备相当条件，大电流耐高压可控硅，高压电热电容己能生产，满足需求。中频逆变电源的开关元件，目前有二种，可控硅SCR和绝缘栅双极型场效应晶体管IGBT，根据国外文献所载，大功率，较低频率（
IGBT特别适用于频率高，功率较小的变频加热设备，如小容量中频真空熔炼炉，工件表面淬火和小件透热等。目前国内200A以上的IGBT都需依赖进口，还受到出口国的限制，最大容量为800A/1 5 0 0V。组装大功率电源时，不得不把IGBT串联后再多组并联，对用户来说，元件损坏时就得长期依赖于设备制造厂商供应备件
2.串并电路的比较
国内外中频感应电炉主要有二种类型，并联逆变和串联逆变二类，过去由于我国不能生产高压谐振电热电容和大功率高压可控硅，所以普遍生产并联谐振型中频炉，现在由于近二年元器件在技术上已有所突破，所以一些电炉制厂商都竞相争雄开发串联型中频电炉。
并联逆变是电流型谐振。振荡回路中的电流I是电源供给电流i的Q倍。Q为回路品质因素，通常可达6以上，因此电流I在谐振回路内很大，负载线圈L，电容C，以及铜排内发热损耗很大。
串联逆变是电压型谐振。回路中的电流与电源供给的电流相等，而在电容C和负载线圈上的振荡电压为电源电压的Q倍，可高达2500VAC以上。由于谐振回路电流I等于通过可控硅的电源电流i。所以串联逆变较并联逆变回路中的电能损耗要小得多，因此串联逆变电炉电效率大大高于并联逆变电路。
3.一拖二工作原理
运行方式采用一拖二，一拖二即一套整流电源带动二套逆变装置运行，也可以任何一套逆变装置单独运行，供电给A炉或B炉，双供电一拖二功能，特别适用于中小铸件大批量连续生产运行，任意一台电炉高功率熔化作业，另一台炉体可保温或将冷料预热，功率按需任意分配，二台电炉的使用功率总和恒定不变，两台电炉连续交替熔化和保温浇铸，同时运行，可使电源始终在满功率下运行，以此提高电炉的熔化生产率。
4.桥式串联逆变器工作过程的分析
为便于分析串联逆变器的工作过程起见，我们可先从简化串联逆变器电路入手进行分析。SCR1～SCR4、D1～D4组成逆变桥臂，C为补偿电容器，L、R为负载的等值电感、电阻。这里，我们暂不考虑换向电抗器等其他元件的影响。串联逆变器要求接在恒压源上，所以在电源侧并有一组大容量的电容Cd。
当t=t0时，触发脉冲ug1、4触发可控硅SCR1、4，使可控硅SCR1和SCR4导通，工作电流ia从电源正极经SCR1C、L、RSCR4，回到电源负极，这时的工作状态实际上是C、L、R串联电路接通直流电源时的过渡过程。当R
当t>t1，电容C开始向电感L、电阻R及电源放电，电流ia的路径为D1CdD4R、L、C，流过负载回路的电流反向，当电容C上的电压等于Ud时，回路中电流ia达到负向最大值，电感电压为零，但由于电感中电流不能突变，电感上产生一个电感电压，使电流继续维持，电容C继续放电，直到电容电压接近于零。t1～t2段时间的波形，实际上就是串联谐振负半周的电流、电压波形。t=t2时，电流自然过零，D1、4关断，此时可控硅SCR1、4也已恢复正向阻断能力，第一个过渡过程结束了。t2～t3这段时间内回路中电流等于零。
当t=t3时，触发脉冲ug2、3触发可控硅SCR2、3，可控硅SCR2及SCR3导通，开始第二个过渡过程，这一过渡过程与第一个过渡过程是完全一样的。t3-t6段时间内的波形，只是相位差180度。两个过渡过程组成了逆变电路的一个工作周期。当t3=t2时，即第一个过渡过程刚结束，紧接着触发可控硅SCR2、3，即开始第二个过渡过程。若t3继续提前，也就是说二极管D1、4中的电流还尚未过零前，就触发可控硅SCR2、3，开始第二个过渡过程，在这种情况下，通过负载的电流波形就类似于正弦波了。在t0～t1时间内，电流通过可控硅SCR1、4； 在t1～t2时间内，电流通过二极管D1、4； 在t2～t3时间内，电流通过可控硅SCR2、3；t3～t4时间内，电流通过二极管D2、3。以后就重复上面过程。
由上述分析可见，串联逆变器的换流过程可分为两个阶段：流经可控硅SCR1、4的电流过零后，电流自然的转移到反馈二极管D1、4，我们将这一阶段称之为自然换流过程。在自然换流过程中，虽然导电元件改变了，电流从SCR1、4转移到D1、4，但电路的结构却没有变。第二个换流阶段是当流经二极管D1、4的电流在尚未自然过零前，就触发可控硅SCR2、3，强迫电流从D1、4转移到可控硅SCR2、3中，我们称这一阶段为强迫换流过程。在串联逆变器中，换流过程正常与否，决定了逆变器是否能正常工作。
通过比较可以清楚地看到，在这两种工作状态下虽然逆变器的固有频率ω0未变，但工作频率却提高了，逆变器的输出功率也大了。串联逆变器的工作频率ω必须小于串联谐振频率电路的固有频率ω0，但到底要小多少呢？这完全取决于可控硅元件的关断时间toff，也就是说，在可控硅SCR1、4中电流自然过零到触发可控硅SCR2、3的时间间隔内，必须保证可控硅SCR1、4正向阻断能力完全恢复，td称之为触发延迟时间。
为保证电流过零后的可控硅完全恢复正向阻断能力，加在电流过零后的可控硅上的反向电压时间必须足够长，即必须满足td≥toff。如果td﹤toff，也就是当某一工作臂的可控硅电流过零后，其正向阻断能力尚未恢复之前就触发导通另一工作臂的可控硅，逆变器将发生直通短路。所以说td是串联逆变器中的一个重要参数，正确选取td，才能保证串联逆变器正常工作。
5.可控硅串联电源的优点
串联逆变电源工作时，整流始终在全导通情况下工作，改变逆变回路输出功率是靠控制逆变触发脉冲频率来实现。且负载电流为正弦波，所以串联逆变电源不会有高次谐波严重污染电网，且功率因数高。可以保证设备在保温、烘炉等任何工况下的功率因素大于0.98。而并联逆变不可能实现一拖二自动调功运行，因为并联逆变电源调功只能靠调节整流桥输出电压来实现，当并联逆变整流桥工作在低电压，整流导通角很小状态下，设备的功率因数将会很低，且并联逆变负载电流为方波，将会严重污染电网。如果靠调节逆变反压角来调功，调功范围是很窄的，因此并联逆变电源是无法实现一拖二运行的。
参考文献
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篇5
关键词： Matlab； 逆变源； 建模仿真； 双环控制
中图分类号： TN911?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2013）16?0164?03
0 引 言
随着太阳能、风能等可再生能源的发展，分布式发电以其环境污染少、能源综合利用率高、供电可靠等优点，逐渐成为了各国家竞相研究的热点，在美国、欧洲等技术成熟的国家和地区，以将其广泛应用在微电网中[1?3]。逆变电源作为一种有效的电力供应源，成为了微电网的重要组成部分，并在微电网的研究和实施中得到了广泛的应用。设计的基于PWM的孤立逆变电源，其控制模型采用电压外环和电流内环双环控制策略，电压外环和电流内环均采用PI控制方式。应用Matlab软件建立实验模型进行仿真，通过仿真验证了控制系统设计的合理性，以及双环控制策略的应用效果，分析仿真结果证明了系统设计的合理性和有效性。
1 PWM逆变器的电路结构和工作原理
在交?直?交变频器中，通常要求直流电路采用可控硅整流电路，如图1（a）所示。逆变输出的电压[Uo]的大小可以通过改变[Ud]的大小来控制。通过对逆变器触发电路频率的控制，可以改变输出电压[Uo]的频率。但是，这种变频电路存在有缺陷：如果输出的交流电压为含有较多谐波的矩形波，这无论是对负载或是交流电网都是不利的；如果输出功率用相控方式来调节，就会使输入功率因数降低，同时由于有滤波大电容存在于中间直流环中，使得调节输入功率时惯性较大，系统响应缓慢。
为解决上述缺陷，可以采用如图1（b）所示的变频电路。这种电路通常称为PWM（Pulse Width Modulation）型变频电路，其基本的工作原理是对逆变电路中开关器件的通断进行有规律的控制，使输出端得到等幅不等宽的脉冲列，并用这些脉冲列来替代正弦波。按要求的规则对脉冲列的各脉冲宽度进行调制，既可改变电路输出电压的大小，又可以改变输出电压的频率[4?5]。
2 孤立逆变源双环控制策略
如图2所示，为设计的基于PWM孤立逆变源的电压电流双环控制原理图。控制外环为电压控制环，电压[Vabc]的反馈值由测量模块2测得，并与给定的参考值进行比较，误差信号经过PI控制器调节后作为电流内环基准；控制内环为电流控制环，由测量模块1测得的反馈的电流值[Iabc1]与电流基准进行比较产生的误差信号，经过PWM发生器离散化之后产生PWM控制信号[6]。
PI控制器是具有比例?积分控制规律的控制器，其框图如图3所示，其控制规律是指控制器的输出信号[ut]既反映输入信号[et]，又反映[et]对t的积分，即：
[ut=kPet+kPTI0tetdt]
式中：[kP]为可调比例系数，[TI]为可调积分时间常数。
在控制工程实践中，PI控制器主要用来改善控制系统的稳态性能[7]。PI参数的准确设置，对控制效果至关重要，可调积分时间常数[TI]会影响系统达到稳定的时间和稳定性，可调比例系数[kP]会对系统的响应时间产生影响。在本文设计的孤立逆变源中，利用工程整定的方法，对外环电压反馈值[vabc]进行调节的PI调节器，其参数整定值为：[kP]=0.25，[TI]=300；对内环电流反馈[Iabc1]进行调节的PI调节器，其参数整定值为：[kP]=1.25，[TI]=1。
3 仿真结果
根据控制方案，设计的孤立逆变源的建模仿真使用Matlab?Simulink?SimPowerSystems软件平台来完成。仿真时间设定为0.3 s，仿真数据均采用标幺值，仿真模型如图5所示。设计的电压外环和电流内环的PI控制模型分别如图6、图7所示。
模型仿真的主要参数如表1所示。
3.1 逆变源仿真结果
根据表1的参数设置进行建模仿真，仿真开始后，逆变电源在很短暂的时间就达到了稳态运行，经测量模块2测量输出的电流[Iabc]和电压[Vabc]，测量模块1测量输出的电流[Iabc1]，以及调制系数m的输出波形如图7、图8所示。
表1 仿真模型主要参数
逆变电源运行达到稳态后，由图7输出的电压和电流波形分析可知，逆变电源达到稳后的运行状态非常稳定，达到了预期的效果。由图8可知，调制系数m在经过短暂的震荡之后收敛到0.85～0.9稳定的区间，表明了调制控制的稳定性。
3.2 电压控制PI仿真结果
逆变电源运行达到稳态后，电压外环控制模块的PI调节的输入信号及经过PI调节后的输出信号如图9所示。由图9的输出波形可知，输入到PI的Vd，Vq信号经过短暂的波动收敛到0，并输入到PI调节器中，经PI调节器调节后输出较为稳定的误差信号，作为电流内环控制的基准信号，保证了电流内环控制的稳定性。
调节前的输入波形
3.3 电流控制PI仿真结果
逆变电源运行达到稳态后，电流内环控制模块经过PI调节后的输出Vd，Vq和电压Uabc的波形如图10所示。在电流内环调节中，电流经d?q变换得到信号与经电压外环控制后输入的基准信号作比较，比较结果作为电流控制环的PI调节输入信号，经PI调节后输出稳定的控制信号Vd，Vq，如图10所示，输出信号经过短暂的震荡收敛到了一个稳定的状态，表明了电流内环控制系统稳定性。输出的电压Uabc作为PWM发生器的输入信号，经过PWM发生器离散化之后产生PWM控制信号，形成一个闭环控制系统，保证了整个控制系统的稳定运行。
4 结 语
分布式发电作为高效、清洁的发电方式，以其具有投资少、可与环境兼容等优点，在微电网中得到了广泛的应用。逆变电源作为微电网的重要组成部分，其设计运行的稳定性、有效性和可行性，直接会影响到整个微电网供电的电能质量。设计的电压外环和电流内环双环控制的逆变电源，电压外环可以增加系统的稳定性和消除静态误差，电流内环可以提高系统的快速性和动态特性。采用PI控制策略，利用Matlab软件建立了实验仿真平台。仿真结果表明，设计的逆变电源具有很好的稳态性能和动态性能，控制系统设计合理稳定，参数的选择合理有效。
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篇6
[关键词]高频逆变；交直交变频；集成控制器；车载电源
[DOI]10.13939/ki.zgsc.2015.45.071
1 引 言
车载逆变电源作用是把汽车蓄电池12V或24V的直流电转变为50Hz的交流电，得到的交流电可以给笔记本电脑、数码摄像机、普通照明灯、平板电脑、电动工具、车载冰箱等使用220V交流电源的用电设备供电。车载逆变电源在国外普遍受到欢迎。中国已成为世界上汽车产销量第一大国，随着我国汽车普及程度的逐渐提高，车载逆变电源的市场会越来越巨大。
2 总体设计
车载逆变电源设计主要有两点，一个是把蓄电池电压提升至220V，另一个就是频率要为50Hz。把12V的电压提到220V，采用升压斩波电路进行。采用升压斩波电路即Boost电路来实现，由于出电压比输入电压高出很多，升压倍数约为18。由Boost电路工作原理易知，占空比约为0.95，理论上可行，但Boost电路实际中难以实现[1]，所以要升压就要借助变压器来实现。变压器如果采用工频变压器，输出同样功率的情况下，体积和重量会比高频变压器大出很多，是人们不能接受的。因此要采用高频变压器，采用高频变换电路。借助高频变压器实现12V的电压变为220V的电压，输出频率必然也是高频。高频的220V交流电，很多我们使用的220V市电供电的用电设备不能直接使用。要再进一步变换，把高频直流电源变换成50Hz的交流电。从总体结构上来说，设计的电路共有两部分：前一部分借助高频变压器和相就的变换电路把12V直流电变为220V的高频交流电，后一部分把高频的220V交流电变换为50Hz的220V交流电。
输入为12V低压输入，输出功率大时输入电流会很大，属低压较大电流输入。全桥式变换电路回路中有两个功率管，而半桥式回路是一半电压对应一个功率管，对推挽式逆变电路回路中功率开关管只有一个，相比较而言，可以减少功耗[2]。后一部分输入的电压本身比较高，而全桥逆变电路可以实现比较大的功率输出。因此电路设计前一部分采用推挽逆变电路，后一部分采用全桥逆变电路。推挽变换电路输出的高频220V经高频二极管整流滤波后得到直流电，再经全桥逆变电路得到50Hz的220V的交流电。
3 推挽逆变部分
该部分功能为把蓄电池12V直流输出变为高压220V输出，频率为10KHz，属高频输出。推挽式变换电路主要由两个开关管Q1、Q2，变压器T1构成。开关管Q1、Q2正负半周交替通断工作。中心抽头把变器原边对称地分为两半。正半周期开关管Q1导通，Q2关断，12V蓄电池，变压器原边的一半和Q1构成回路；负半周期开关管Q2导通，Q1关断，12V蓄电池，变压器原边的另一半和Q2构成回路。正负半周流过变压器原边的电流方向相反，变压器副边得到交流电[3]。这里采用的变压器副边匝数等于原边匝数的好多倍，所以输出电压高。逆变输出的交流电频率主要取决于开关管工作频率。如前所叙述，为了减少变压器的重量和体积，采用高频变压器，开关管工作频相对比较高。推挽逆变电路部分如图1所示。
推挽逆变的控制驱动以SG3525为核心。 SG3525是专用的集成电压型的PWM控制器。图1推挽逆变电路中芯片1脚，2脚对应一误放大器同向输入端和反向输入端，两脚电压差比较大，输出PWM占空比最大[4]，同样条件下，逆变电路输出电压也最大。5脚，6脚外接电阻电容大小决定了芯片输出PWM信号频率也就决定了推挽逆变器工作频率。11 脚和14脚输出两波形一样而相位相差180°的PWM信号，分别通过R6、R7驱动Q1和Q2。
4 整流与全桥逆变部分
整流与全桥逆变部分也即交直交变频部分。该部分功能为把前一部分220V高频输出转变成频率50Hz的220V的交流电。电路如图2所示。220V的高频交流电经二极管VD1-VD4构成的桥式整流电路整流滤变为直流电后再经过四个功率管VT1-VT4逆变后得到220V，50Hz交流电。控制以TL494为核心。芯片5脚6脚接的电阻电容决定了其输出PWM信号的频率也就决定了逆变电路输出频率，5脚6脚接的电阻电容选择恰当的值就可以让逆变电路输出频率为50Hz。1脚、2脚对应于一误差放大器同向输入端和反向输入端，15脚、16脚对应于另一误差放大器。两误差放大器反向输出端接14脚获得比较高的电压，而同输入端接地，这样输出的PWM信号占空比最大。8脚和11脚为PWM信号输出端，互补输出，即相位相差180°。8脚的输出控制VT1和VT3，11脚的输出控制VT2和VT4。8脚和9脚分别是芯片内部集成的开关三极管的集电极和射极8脚输出是低电位时，VT3不导通，Q11也不导通，蓄电池12V电压通过VD5，R4和R1让VT1导通；8脚输出高电位时，通过R7使VT3导通，同时易知Q11也导通，把VT1栅极电位拉低，VT1截止。11脚的输出驱动控制VT2和VT4工作过程和8脚输出驱动控制VT1和VT3相同，只是8脚和11脚输出的PWM相位上相差180°。
TL494也是常用的电压型脉宽调制集成控制器。其内部主要集成了线性锯齿波振荡器，两个误差放大器，死区时间比较器，PWM比较器，基准电压源，触发器等，共有16个引脚。线性锯齿波振荡器的振荡频率由5脚、6脚上外接的电阻电容来决定。两个误差放大器在这里地位是一样的，它们的输出分别经过一个二极管送到PWM比较器的同向输入端，与加在PWM比较器反向输入端的线性锯齿波做比较，产生PWM信号。3脚是两误差放大器的输出端，也是PWM比较器同向输入端；脉冲宽度的调节可以通过3脚上的电压来控制，也可分别通过误差放大器进行调节[5]。13端为输出控制端，当其接低电平时，两管子工作情况相同，当其接高电平时两管子推挽输出。TL494内部还有一个基准电压源，通过14脚为其在应用时提供5.0V的基准电压。芯片的4脚为死区控制引脚，可用来限定芯片输出PWM的最大占空比。利用此功能，引入反馈信号至引脚上可以限定全桥逆变电路的最大输出电压，图2中未画出该部分。
5 结 论
经实践可知，该款逆变电源性能稳定，结构简单，效率高，成本优势明显，可使有车生活更加方便。不足之处在于它的输出不是正弦波，输出电压会受输入电压影响，在220V左右一定范围内波动。
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[3]陈德康.脉宽调制器UC3842在开关电源中的应用[J].西南科技大学学报，2005，20（2）：27-30.
篇7
关键词：正弦波逆变技术 控制策略 仿真
中图分类号：TM61 文献标识码：A 文章编号：1674-098X（2016）12（a）-0028-04
Abstract：Households with a small wind generator output voltage is stored in 32 V or 24 V，48 V battery， such as this makes many ac electric equipment cannot be used directly. In order to solve this problem，you need to configure inverter in the small wind power generation system，the dc into 220 V/50 Hz alternating current output，so as to meet the needs of communication appliances.Firstly，through comparing the low frequency inverter technology and high frequency inverter technology，high frequency inverter technology is selected. The parameter of each part circuit is devised and calculated. All parts of an apparatus are chose. In succession， the Matlab＼Simulink simulation of circuit structure is made. The model parameters are installed on base of theoretical calculation. The stability control of sine wave inverter is realized through initial simulation. The experimental result indicates the rationality and feasibility of the design scheme.
Key Words：Sine wave inverter technique； Control strategy； Simulation
对绿色能源―风能的主要利用形式是风力发电，它的发展趋势是高技术化和高性能化。正弦波逆变技术对风力发电系统而言是一个极其关键的技术，它负责将直流电调制成稳压稳频的交流电，然后供给负载使用或安全并联到交流电网中去。采用逆变技术获得的交流电幅度和频率可以灵活调节，而且动态响应快、控制性能好、电气性能指标好。
1 主电路的设计
该文设计的主电路如图1所示。电压比调整和电气隔离是通过高频变压器实现的，它不仅省掉了体积庞大且笨重的工频变压器还使音频噪声明显降低了。变换效率较高和输出电压纹波小是该电路的特点。
1.1 单极LC直流输入滤波电路
输入滤波器可以使输入电流平稳化[1]。取直流升压电路的工作频率为20 kHz，电感量为5μH，电容量为2 200μF，则：ω=2πfs=2×3.14×2×104rad/s，ωf=1/LC=9534.6rad/s满足公式ω=（2-3）wr。电容电压取两倍的裕量：48×2=96 V，取100 V；电感电流为：1250÷48=26.04 A，取30 A。
1.2 直流升压斩波电路
该环节采用双管单端正激变换电路，电路带隔离变压器。输入直流电压为48 V，选择IGBT的额定电压值为600 V。逆变器的效率为80%，输入功率为1 250 W，则变换电流为26 A。过载能力kr取1.5倍，电流安全裕量取1.5倍。IGBT的电流额定值根据公式I≥2IOkrβr计算得到I≥83 A。所以选择IGBT管的型号为MG100J1BS11（100 A/600 V）。
1.3 逆变变压器
逆变变压器对逆变器的效率和工作可靠性起着非常重要作用，同时它影响输出的电气性能[2]。
（1）变压器次级功率：变压器的输出功率P0=1111 W，
W。
（2）铁芯计算：从曲线图（依据变压器的次级功率、电源频率、铁芯材料）中查得磁感应强度Bm为2 000高斯，导线的电流密度j为1.5 A/mm2，占空系数kc为0.9，铜线在铁芯窗口中的占空系数ko为0.3。根据变压器次级功率的大小从曲线中求得效率为0.96，代入公式得：
（3）每匝感应电势：
（4）绕组匝数计算：初级绕组
，次级绕组=
。
（5）绕组电流计算：磁化电流=
A，铁芯损耗电流：A，次级电流A。
（6）绕组导线计算：初级绕组线径，次级绕组线径。
（7）绝缘设计采用3层层间电缆纸。
1.4 整流及输出滤波
取直流电压的1.5倍为整流二极管的电压裕量，即V。管中流过的峰值电流值=
A整流二极管的额定电流值要大于此值，选择快恢复二极管额定电压为600 V，额定电流为15 A，型号为MUR1560。因为谐波电压分量存在于不可控整流电路输出电压uD中，整流电路的输出电压必须经过滤波器，然后再与负载相连。LC滤波器通常由较小的L和较大的C组成（主要考虑滤波电感L的重量和体积）。选择电感：L2=0.5μH，电感电流3.5 A。由C2≥μF，取耐压为450 V的10μF电容（根据仿真结果进行调试）。
1.5 全桥逆变
（1）IGBT额定电压UCE的选择：取IGBT的额定电压UCE为600 V（依据交流侧电压为220 V）。
（2）IGBT额定电流IC的选择：考虑逆变效率（η>90%）和安全^载裕量（2倍左右），流过IGBT的电流额定值Ic： A。选取四只型号为MG25J1BS11（额定电压600 V，额定电流25 A）的IGBT管。
1.6 输出滤波
选择滤波器截止频率为300 Hz（输出电压基波频率为50 Hz）则L3≥R/2πfc，
根据仿真调试，取电流为10A的65mH电感。C3≥1/2πfcR=
μF，根据仿真调试，选择耐压为450 V的100μF电容。
铁芯电抗器计算：电感交流电压U=2πfL1=2×3.14×50×
65×10-3×4.54=92.66 V。
电感的功率容量：W，W，
铁心型号选XCD25×50×50（Sc=11.5cm2、Lc=22.6cm）。匝数：N==
cm，
。
1.7 缓冲电路
该设计选择RCVD缓冲电路[3]。由公式求得参数，从IGBT数据手册可查知tf、可查知tr。若选择MG100J1BS11型号的IGBT电容C=6.225μF（tf=1.0 μs，tr=0.8 μs，Ice=83 A，Vce=24 V），在IGBT导通时期内，电容CS放电，假设放电时间常数是充电时间常数的3倍则电阻为，电阻的功率为。若选择MG100J1BS11型号的IGBT电阻0.05 Ω， ，二极管型号选择为2CZ100A/A，它的额定电压为25V，它的额定电流100 A。对MG75J1BS11电阻，PR=62.5 W，二极管的型号选择为ZQ15，它的额定电压300 V，它的额定电流15 A。
2 控制和驱动电路的设计
2.1 DC-DC控制电路
DC-DC电路控制电路如图2所示。反馈电压u0由逆变器的输出电压经整流、滤波、分压后得到，逆变器的输出电压的大小正比于u0。调节逆变器输出电压的幅值可以通过调节反馈电压的大小来实现[4]。
SG3524-1芯片的反相端脚1接控制信号u0，参考电平接同相端脚2，反馈信号就可以控制SG3524-1的输出脉冲的占空比。逆变器输出减小会使反馈电压随之下降，这会增加SG3524-1输出脉冲的占空比，跟着升高的是DC-DC电路的输出电压，最终升高的是逆变器输出交流电压。反之亦然。显然，整个逆变器的输出自动稳压调节功能是通过SG3524-1的脉宽调制的控制作用来实现的。（如图3）
2.2 DC-AC控制电路
产生SPWM信号：如图3所示，函数发生器ICL8038产生正弦波电压ua，正弦波的频率f=1.15/（R2+R3）C1，其中R2和R3都用可调电阻，正弦波失真度通过R来调整。当f=50 Hz时调试得R2+R3=9.7kΩ、C1=2.2μF。一路正弦波信号经过整流后得到uc；另一路正弦波经过比较器后得到与正弦波相同频率和相位的方波ub。ud是由uc与1 V基准经过加法器后得的，SG3524-2的1号脚接ud，这样SPWM波ue就在SG3524-2内部产生了[5]。
分相：一块二输入与门74LS08、一块单输入非门74LS05组成了分相电路。
3 正弦波逆变电路的仿真研究
使用Simulink来研究1 000 W的正弦波逆变器输出电压的稳定性。利用软件分别仿真了带阻性负载、感性负载和容性负载时输出电压和电流波形及THD频谱图，综合后得图4和图5，分别表示输出电压的变化趋势和THD的变化趋势。可见带感性负载时，输出电压提升的比较快，同时波形的畸变系数比较小。
4 结语
风能是最重要的可再生能源之一，风力发电对于改善用能结构和促进环境发展具有重要意义[6]。该文对逆变器的主电路和控制电路的各个环节进行了参数的计算和原件的选择，最终完成了逆变器的设计，最后通过Simulink仿真了该逆变器带不同负载时输出电压的稳定性，分析仿真结果得带感性负载时，输出电压提升比较快，同时波形的畸变系数比较小。
参考文献
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[4] 王承熙，张源.风力发电[M].北京：中国电力出版社，2002：45-50.
篇8
【关键词】变频器；阻抗干扰；问题探讨
一、变频器的作用
1、变频节能
变频器节能主要表现在风机、水泵的应用上。为了保证生产的可靠性，各种生产机械在设计配用动力驱动时，都留有一定的富余量。当电机不能在满负荷下运行时，除达到动力驱动要求外，多余的力矩增加了有功功率的消耗，造成电能的浪费。风机、泵类等设备传统的调速方法是通过调节入口或出口的挡板、阀门开度来调节给风量和给水量，其输入功率大，且大量的能源消耗在挡板、阀门的截流过程中。当使用变频调速时，如果流量要求减小，通过降低泵或风机的转速即可满足要求。
电动机使用变频器的作用就是为了调速，并降低启动电流。为了产生可变的电压和频率，该设备首先要把电源的交流电变换为直流电（DC），这个过程叫整流。把直流电（DC）变换为交流电（AC）的装置，其科学术语为“inverter”(逆变器)。一般逆变器是把直流电源逆变为一定的固定频率和一定电压的逆变电源。对于逆变为频率可调、电压可调的逆变器我们称为变频器。变频器输出的波形是模拟正弦波，主要是用在三相异步电动机调速用，又叫变频调速器。对于主要用在仪器仪表的检测设备中的波形要求较高的可变频率逆变器，要对波形进行整理，可以输出标准的正弦波，叫变频电源。一般变频电源是变频器价格的15－－20倍。由于变频器设备中产生变化的电压或频率的主要装置叫“inverter”，故该产品本身就被命名为“inverter”，即：变频器。
变频不是到处可以省电，有不少场合用变频并不一定能省电。 作为电子电路，变频器本身也要耗电（约额定功率的3-5%）。一台1.5匹的空调自身耗电算下来也有20-30W,相当于一盏长明灯。变频器在工频下运行，具有节电功能，是事实。但是他的前提条件是：第一，大功率并且为风机/泵类负载；第二，装置本身具有节电功能（软件支持）；第三，长期连续运行。
2、功率因数补偿节能
无功功率不但增加线损和设备的发热，更主要的是功率因数的降低导致电网有功功率的降低，大量的无功电能消耗在线路当中，设备使用效率低下，浪费严重，使用变频调速装置后，由于变频器内部滤波电容的作用，从而减少了无功损耗，增加了电网的有功功率。
3、软启动节能
电机硬启动对电网造成严重的冲击，而且还会对电网容量要求过高，启动时产生的大电流和震动时对挡板和阀门的损害极大，对设备、管路的使用寿命极为不利。而使用变频节能装置后，利用变频器的软启动功能将使启动电流从零开始，最大值也不超过额定电流，减轻了对电网的冲击和对供电容量的要求，延长了设备和阀门的使用寿命。节省了设备的维护费用。
二、变频调速系统的抗干扰对策
据电磁性的基本原理，形成电磁干扰(EMI)须具备三要素:电磁干扰源、电磁干扰途径、对电磁干扰敏感的系统。为防止干扰，可采用硬件抗干扰和软件抗干扰。其中，硬件抗干扰是应用措施系统最基本和最重要的抗干扰措施，一般从抗和防两方面入手来抑制干扰，其总原则是抑制和消除干扰源、切断干扰对系统的藕合通道、降低系统干扰信号的敏感性。具体措施在工程上可采用隔离、滤波、屏蔽、接地等方法。
1、所谓干扰的隔离，是指从电路上把干扰源和易受干扰的部分隔离开来，使它们不发生电的联系。在变频调速传动系统中，通常是电源和放大器电路之间电源线上采用隔离变压器以免传导干扰，电源隔离变压器可应用噪声隔离变压器。
2、在系统线路中设置滤波器的作用是为了抑制干扰信号从变频器通过电源线传导干扰到电源从电动机。为减少电磁噪声和损耗，在变频器输出侧可设置输出滤波器;为减少对电源干扰，可在变频器输入侧设置输入滤波器。若线路中有敏感电子设备，可在电源线上设置电源噪声滤波器以免传导干扰。在变频器的输入和输出电路中，除了上述较低的谐波成分外，还有许多频率很高的谐波电流，它们将以各种方式把自己的能量传播出去，形成对其他设备的干扰信号。
3、屏蔽干扰源是抑制干扰的最有效的方法。通常变频器本身用铁壳屏蔽，不让其电磁干扰泄漏;输出线最好用钢管屏蔽，特别是以外部信号控制变频器时，要求信号线尽可能短(一般为20m以内)，且信号线采用双芯屏蔽，并与主电路线(AC380V)及控制线(AC220V)完全分离，决不能放于同一配管或线槽内，周围电子敏感设备线路也要求屏蔽。为使屏蔽有效，屏蔽罩必须可靠接地。
4、正确的接地既可以使系统有效地抑制外来干扰，又能降低设备本身对外界的干扰。在实际应用系统中，由于系统电源零线(中线)、地线(保护接地、系统接地)不分、控制系统屏蔽地(控制信号屏蔽地和主电路导线屏蔽地)的混乱连接，大大降低了系统的稳定性和可靠性。因此在实际应用中一定要非常重视。变频器接地导线的截面积一般应不小于2.5mm2，长度控制在20m以内。建议变频器的接地与其它动力设备接地点分开，不能共地。
5、采用电抗器，在变频器的输入电流中频率较低的谐波分量（5次谐波、7次谐波、11次谐波、13次谐波等所）所占的比重是很高的，它们除了可能干扰其他设备的正常运行之外，还因为它们消耗了大量的无功功率，使线路的功率因数大为下降。在输入电路内串入电抗器是抑制较低谐波电流的有效方法。
6、合理布线，对于通过感应方式传播的干扰信号，可以通过合理布线的方式来削弱。
本文对于变频器实际应用中的性能探讨，找到了解决其使用过程中的抗干扰问题的方法，我们相信随着新科技和新的理念在变频器上不断的使用，工程和社会对变频器会有更高的要求，那么真正的满足要求的有利于社会健康环境的变频器也会应运而生。
参考文献
篇9
摘要：本文据空间矢量调制跟随磁链的思想，通过转速和电流采样，并通过TMS320F28335为控制芯片进行变量转换，以及对系统各模块进行监测和控制。理论分析中，依据电压空间矢量模型和假定的开关函数，算出在各扇区的IGBT的分配时间。最后给出负载Matlab的V-I仿真图，证实了设计的有效性和合理性。
关键词：异步电机；SVPWM；IGBT；TMS320F28335
中图分类号：TM343文献标识码：A文章编号：1671—1580（2013）07—0153—02
假定异步电机选用磁链跟随控制，将电机方程转换到一个d，q坐标系，在转子磁链恒定的条件下，这个坐标系中对应的控制变量与转轴之间存在的关系为线性。如果将交流电机方程转换到磁场坐标系，就等于建立直流电机模型，产生磁通的电流分量和产生转矩的电流分量互不影响，对异步电机模型的磁链和转矩进行了解耦。
一、在异步电机调速中双闭环控制的应用
因为在系统中比较容易获取转速与电流，于是反馈信号选择转速和电流，这样既能提高调速精度，又能使硬件设计得到简化。下面图1是系统整体调速控制电路。
二、系统的硬件电路设计
下面图2为系统整体设计，交流电网先由不可控整流电路转换成直流电，直流电再经过DC/DC模块调压送到由SVPWM算法控制的逆变模块给异步电机供电。
下面主要介绍IGBT 的保护电路设计：
1.集电极、发射极间过电压保护
抑制集电极、发射极间过电压的有效措施为安装缓冲电路。电路图如图3所示（虚线部分为缓冲电路）：
2.栅极过电压保护
上图4为栅极过压保护电路（在IGBT的基极和射极之间加一对 20V 的稳压二极管）。
3.过电流保护
在输出短路或者逆变电源的负载过大的情况下，会使IGBT由于过流而损坏。在30kVA逆变电源中，通常选用集中过电流保护和分散过电流保护相结合的过流保护策略，电路图如下所示：
三、SVPWM调制基本原理
空间矢量是一种新型调制技术，它主要针对三相交流电路，与正弦波调制法相比较，可以更加有效地利用电源电压，减少电流谐波失真。变频调速需要对频率与电流进行协调控制，而由于异步电动机只通过定子供电，所以调速时需要保持恒定的磁通。总而言之，我们可以将异步电机看成一个角频率和电压的输入系统与转子角速度和磁链的输出系统。调速首先应该对异步电机数学模型进行降阶和解耦，采用矢量变换控制思想，具体方案如图7所示。
四、调速系统的软件设计
本系统选用VVVF的变频方法，具体的系统控制结构图如图8所示：
五、SVPWM 的Matlab实现
本文采用Matlab对系统进行仿真，在power-siumlink中建立坐标变换模块，变流电路模块和离散SVPWM脉冲发生器模块，建立PI带限幅的ASR和ACR模块、滤波环节、异步电机模块等，搭建仿真电路。图9是DC/DC模块的IGBT触发宽度为0.5时输出的电压波形与图10电机稳定运行时电压和电流的仿真曲线。通过仿真图可以获得结论，双闭环控制系统的输出电流纹波还是比较少，并且输出转矩比较稳定。
六、总结
本文对电网供电质量有较大波动的影响与不同额定负载的要求，改进了电机的供电系统，进而提高了系统的整体电压适应能力。本文进行了硬件与软件设计，最后应用Matlab对双闭环SVPWM控制的异步电机调速系统进行了仿真，仿真结果表明设计的合理性和可行性。
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篇10
1 引言
目前大功率逆变电源的直流部分一般利用三相桥式整流方式来实现，可以采用全控或者不控方式。全控桥式整流主要通过改变晶闸管触发相位的方法来调节直流母线电压的高低，此时需要检测三相交流电压的相位以实现同步触发，这通常必须使用专用的移相控制芯片实现。笔者在研制一台三相工频输入、输出为115V的30kVA舰用400Hz中频电源的可控整流部分时，采用TCA785芯片成功地实现了三相整流桥的移相控制。
2 TCA785移相控制芯片简介
TCA785是德国西门子（Siemens）公司开发的第三代晶闸管单片移相触发集成电路，与其它芯片相比，TCA785具有温度适用范围宽，对过零点的识别更加可靠，输出脉冲的整齐度更好，移相范围更宽等优点。另外，由于它输出脉冲的宽度可手动自由调节，所以适用范围更为广泛。
TCA785的基本引脚波形如图1所示。其中5脚为外接同步信号端，用于检测交流电压过零点。10脚为片内产生的同步锯齿波，其斜坡最大及最小值由9、10两脚的外接电阻与电容决定。通过与11脚的控制电压相比较，在15和14脚可输出同步的脉冲信号，因此，改变11脚的控制电压，就可以实现移相控制，脉冲的宽度则由12脚外接电容值决定[1]，当选择双窄脉冲的驱动方式时，12脚应接150pF电容。实际上，有几十个微秒的脉冲宽度即可使晶闸管正常导通。
3 使用TCA785实现相控整流
实现三相桥式相控整流的一般方法是利用三相同步变压器从电源进线端引入三路同步信号，这样，将同步信号整形后分别输到三片TCA785（编号为A、B、C）的5脚，就能控制6只晶闸管，然后通过引脚复用即可实现双窄脉冲方式驱动。双窄脉冲方式由于驱动脉宽窄，因而可以有效地减小驱动用脉冲变压器的体积，防止磁芯饱和[2]。该方法的主电路及同步变压器如图2所示，三片TCA785芯片的引脚与所控制的晶闸管的对应关系如表1所列。晶闸管通过一个／Y型同步变压器为TCA785提供同步信号，当进线相序（如图2所示）为正序A、B、C时，同步变压器的三个输出端所对应的中性点的实际电压向量为AC、BA、CB，将AC接至TCA785（A），BA接至TCA785（B），CB接至TCA785（C），即可实现正序输入时晶闸管的同步驱动。现以T5～T1换流为例进行分析：T5至T1管自然换流点滞后于A相由负到正过零点30°，即TCA785（A）的15脚输出至少应该滞后于该过零点30°，而电压AC由负到正过零点正好滞后于A相30°，因而用AC作为TCA785（A）的同步信号就可以实现最大范围的移相控制[3]。
表1 三片TAC785引脚及其对应的晶闸管
TCA785引脚晶闸管晶闸管785（A）15脚T1T6785（C）14脚T2T1785（B）15脚T3T2785（A）14脚T4T3785（C）15脚T5T4785（B）14脚T6T5其它晶闸管的分析与此类似，即用相应的线电压代替相电压作为同步信号。图3所示是一个周期的驱动时序。从A相的自然换流点开始，上、下桥臂晶闸管驱动顺序分别为：1133551和6224466。
4 TCA785使用中出现的问题
4．1 电源进线电压的相序问题及解决方法
实验发现，如果直接利用同步变压器的输出作为同步信号，只能在一种输入相序（正序或者逆序）下工作，一旦输入相序接法改变，整流就不能正常进行。当输入相序为正序时，根据前述接线方法，可以使相控整流正常工作，但是当输入相序变为逆序A、C、B时，TCA785（A）的同步信号变为AB，TCA785（B）的同步信号将变为CA，TCA785（C）的同步信号变为BC，而芯片的输出与晶闸管的对应关系不变，于是，此时上、下桥臂晶闸管的驱动顺序将分别变为：5533115和6442266，而正确的驱动顺序应当为：1155331和2664422。可见，实际的驱动顺序比正确的驱动顺序超前120°，此时运行就会出现故障。在实验中发现，当输入接成逆序时会出现一相进线没有电流的情况，且装置启动时直流平波电抗器有振动，这在电源输出功率过大时会损坏晶闸管。
实际上，由于三相全控桥式整流各管可以互换，因此通过改进同步信号获取电路即可做到整流与输入相序无关，从而防止了相序接错损坏晶闸管的问题，同时还可提高调试效率。通过分析发现，当输入为逆序时，接到TCA785（A）上的同步信号应该是BC，而接到TCA785（B）上的同步信号应该是AB，TCA785（C）上的同步信号应该是CA，这正好比实际超前了120°，因此，如果将同步变压器副方与TCA785连接改为图4所示电路，并通过6个常开节点的直流继电器将同步变压器与3个TCA785的同步输入端相连接，3个标为J1的继电器为一组，3个标为J2的继电器为一组，每组继电器同时打开或者同时闭合。那么，实现任何输入相序下整流控制电路触发脉冲的正确顺序就只需要使J1与J2组中相位滞后120°的那一组导通来提供同步信号即可。
利用单稳态触发器74121和D触发器可以构成相位鉴别与驱动电路[4]，其电路连接方法如图5所示，图中，接到TCA785（A）上的两个继电器J1和J2的输入端在经过削波、整形后可得到同步信号V1 和V2，这可以通过运算放大器实现。该检测电路各电压波形如图6所示。可以看出，如果用D触发器的Q端驱动J1组继电器，而用Q非端驱动J2组继电器，就可以使TCA785得到正确的同步信号。应当注意的是：设计时要适当选择74121芯片的Rext和Cext外接电阻电容的参数，以使74121Q1非引脚低电平状态持续时间小于D触发器的D输入引脚的持续时间，同时应小于同步信号周期的1／6。
由此可见，通过使用继电器选择正确的同步信号，可以实现整流相序的无关性。
4．2 TCA785的过零点振动问题及解决方法
三相全控桥式整流进线电流是一种不连续的兔耳状尖峰电流。当电源阻性负载较重（阻性电流大于150A）时，由于需要大量的有功功率，因此该尖峰电流峰值较大（如本装置尖峰电流峰值达到120A）。尖峰电流在电源进线电阻上会产生一定的压降。该电流产生的压降与输入正弦波叠加后送到同步变压器输入端，可作为同步信号提供给TCA785芯片。实验发现，该叠加电压在过零点附近存在抖动现象。由于TCA785对过零点检测极为灵敏，从而导致芯片第10脚锯齿波斜边也发生抖动，这样，由输出反馈到11脚的控制电压即使没有改变，TCA785输出的驱动脉冲也会存在移相，引起的结果是进线电流峰值变化很大，进而在直流平波电抗器上引起强烈的振动，甚至对电网造成冲击。解决的办法是在进线处加上3个电感滤波，以平滑进线电流，滤除谐波。本装置取75μH左右的电感，而同步信号依然从电网侧获取。实验证明：该装置会使电流振动现象消失。
4．3 同步信号的整形
从同步变压器过来的信号都是正弦信号，由于TCA785是利用检测过零点的原理来实现同步的，因此，如果正弦波的幅值过小，那么，就不能提供清晰的过零点，同时，电磁干扰也可能导致过零点检测错误，但是，正弦波的幅值过大又会超过芯片的同步电压输入范围，所以应当将同步信号整形成方波，具体的整形电路如图7所示。
图7电路主要是通过68kΩ电阻实现限流分压的，并利用D1、D2反并限幅（管压降为1V左右）将以正弦波变为方波。本电源中，同步变压器的变比为5．1／1，副边电压为75V，副边电压之所以选得较高，是因为正弦波幅值越高，过零点处的斜率越大，二极管导通越迅速，输出越接近理想方波。但滤波电容C1不可过大，否则会引起同步信号相位的偏移。