开关电源设计范文

导语：如何才能写好一篇开关电源设计，这就需要搜集整理更多的资料和文献，欢迎阅读由公务员之家整理的十篇范文，供你借鉴。

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    论文首先介绍了电力电子技术及器件的发展和应用,具体阐明了国内外开关电源的发展和现状,研究了开关电源的基本原理,拓扑结构以及开关电源在电力直流操作电源系统中的应用,介绍了连续可调开关电源的设计思路、硬件选型以及TL494在输出电压调节、过流保护等方面的工作原理和具体电路,设计出一种实用于电力系统的开关电源,以替代传统的相控电源。该系统以MOSFET作为功率开关器件,构成半桥式Buck开关变换器,采用脉宽调制(PWM)技术,PWM控制信号由集成控制TL494产生,从输出实时采样电压反馈信号,以控制输出电压的变化,控制电路和主电路之间通过变压器进行隔离,并设计了软启动和过流保护电路。该电源在输出大电流条件下,能做到输出直流电压大范围连续可调,同时保持良好的PWM稳压调节运行。    开关电源结构

    以开关方式工作的直流稳压电源以其体积小、重量轻、效率高、稳压效果好的特点,正逐步取代传统电源的位置,成为电源行业的主流形式。可调直流电源领域也同样深受开关电源技术影响,并已广泛地应用于系统之中。

    开关电源中应用的电力电子器件主要为二极管、IGBT和MOSFET。

    SCR在开关电源输入整流电路及软启动电路中有少量应用, GTR驱动困难,开关频率低,逐渐被IGBT和MOSFET取代。在本论文中选用的开关器件为功率MOSFET管。

    开关电源的三个条件:

    1. 开关:电力电子器件工作在开关状态而不是线性状态;

    2. 高频:电力电子器件工作在高频而不是接近工频的低频;

    3. 直流:开关电源输出的是直流而不是交流。

    根据上面所述,本文的大体结构如下:

    第一章,为整个论文的概述,大致介绍电力电子技术及器件的发展,简单说明直流电源的基本情况,介绍国内外开关电源的发展现状和研究方向,阐述本论文工作的重点;

    第二章,主要从理论上讨论开关电源的工作原理及电路拓扑结构;

    第三章,主要将介绍系统主电路的设计;

    第四章,介绍系统控制电路各个部分的设计;

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【关键词】开关电源 可靠性 三防设计

随着科学技术的进步，开关电源已经应用于人们生活的方方面面，人们对开关电源的的可靠性要求也在不断的提高，开关电源的可靠性是保证设备正常运行的关键。为此如何设计出可靠性性能高的开关电源成为相关研究者重点研究的方向。

1 开关电源可靠性设计

1.1 供电方式的选择

集中式供电系统和分布式供电系统是开关电源主要两种供电方式，其中集中式供电系统会由于输出间和传输距离不同的偏差，容易造成压差，给整个供电的质量造成影响，另外，集中式供电系统采用一台电源集中供电，一旦该电源发生故障就会影响整个供电系统，分布式供电系统相比集中式供电系统供电质量具有一定的优势，其供电电源和负载距离比较近，能够有效改善动态响应特性，除此之外，还具有能源损耗小，传输效率高，节约能源的优点，因此分布式供电星相比集中式供电具有一定的可靠性。在设计开关电源时，出于可靠性的考虑，通常都应用分布式供电系统，

1.2 电路拓扑选择

开关电源的拓扑的结构非常多，有推挽式、半桥、全桥、单端正激式，单段反激式，双管正激式，双单端正激式、双正激式等八种拓扑结构，双桥或者半桥正激式电路开关能够满足电源最大的输入电压，所以在选择开关管时比较容易，单端反激式、单端正激式、推挽式双端正激式、电路拓扑，其开关管的承受电压大约是2倍的输入电压，给开关管选择带来很大的困难。全桥拓扑结构和推挽式拓扑结构容易出现单向偏磁饱和现象，容易造成开关管损坏，半桥电路本身具有自动抗不平衡的特点，可以有效改善开关管损坏的现象。所以根据拓扑结构的特点，为了保证开关电源的可靠性通常选用双管正激式电路或者半桥电路。

1.3 控制策略

电流型PWM控制主要是中小功率电源中应用的方法，其在电压控制方面具有以下优势：

（1）比电压型控制速度快，并且不出出现电流过大损坏开关管的现象，降低了短路故障和过载现象；

（2）比电压型纹波稳定；

（3）容易补偿，环路稳定；

（4）快速的瞬态响应和优良的电网电压调整率。经过实践证明50W开关电源采用电流控制，输出纹波大约为25mV，远远比电压控制型优良。

硬开关技术往往会受到开关损耗的影响，一般情况下，其开关频率都在350kHZ之下，利用谐振原理的软开关技术，可以将开关的损耗降低到零。软开关技术具有谐振变换器和PWM变换器的优点，可以应用于大功率带能源中。

1.4 元器件

元器件能够直接影响开关电源的可靠性，通常开关电源中元器件失效主要有以下几种原因。

1.4.1 质量问题

制造质量出现问题，解决的方法只有一个就是严格的选择元器件，避免不成熟、劣质的元器件投入使用，选择有知名度的厂家，最大限度的避免因元器件质量问题影响开关电源的可靠性。

1.4.2 器件可靠性问题

器件可靠性是常见的基本失效问题，主要和元器件的工作应力水平有关，因此需要选择可靠性良好的元器件，在选择元器件时将早期失效。密封性能不合格。稳定性差、电参数不合格、外观不合格的元器件剔除。在应用元器件之前进行非破坏性试验进行筛选，通过非破坏性试验可以明显降低元器件可靠性的问题，在进行非破坏性试验时需要让普通电容器和电阻在室温条件下，严格按照技术要求进行测试。

1.4.3 设计问题

为了有效降低设计问题导致的元器件失效，因此在选择元器件时最好选用硅半导体，尽量少用褚半导体或者避免使用褚半导体，；最好使用集成电路，尽可能降低分离器件的数目；尽量使用玻璃封装或者金属封装、陶瓷封装的器件，杜绝使用塑料封装的器件；设计的原则一般是不使用电位器，但是如果无法避免，就需要对电位器最好封装措施，对于在恶劣环境下。例如潮湿、烟雾等，在设计时不要选用率电解电容，由于铝电解电容自身的特性，导致其容易在恶劣的环境中发生腐蚀，进而影响设备的正常运行。在航天设备中应用的元器件因为常常受到空间粒子的影响，容易导致铝电解电容发生分解。因此在选择时尽量不要选用率电解电容。

1.4.4 能源损耗问题

能源损耗问题和元器件的工作应力没有关系，主要和元器件的工作的时间有关，例如铝电解容易如果长时间运行，铝电解电容的电容液就会会被破坏，相应的电电容容量就会降低，电解液没损失40%，电容量就会下降20%。如果点容易的芯子出现干涸，就无法在继续运行，因此为了避免这种情况的发生，在设计开关电源时，最好注明率电解电容的更换时间，在使用达到更换时间时，强制对其进行跟换。

1.5 安全设计和三防设计

安全性是开关电源重要的一项性能指标，如果开关电源不具有安全性就不可能实现预定的功能，还特别容易发生安全事故，从而导致发生无法挽回的重大损失。因此开关电源必须要具有很高的安全性，那么在设计开关电源时，需做好防止触电烧伤的措施，对于防触电可以将输出端设计为空，对于防烧伤控制其暴露在外面的机壳以及散热性等零件不要让去其温度超过60度。在开关设计时，密封的要求也非常高，因此对于要求密封的器件做好相应的密封措施了对于暴露在空气中的结构，不要设计凹陷的结构，做好防潮防腐蚀措施，对于开关的电源结构可以应用密封或者半密封的形势隔绝不利的因素，在组建表面涂覆准用的防潮、防霉菌、防盐雾氢气，避免任何对开关电源不利的因素，保证开关电源的可靠性。

2 结束语

开关电源的可靠性和开关电源设备的性能息息相关，因此保证开关电源的可靠性保证开关电源的设备的正常运行，选择合适的元器件，合适的拓扑电路没做好安全设计和三防设计可以有效提高开关电源的可靠性。

参考文献

[1]姚洪平，刘亿文，薛晨光.开关电源可靠性设计研究[J].电子制作，2013，17：39.

[2]刘志雄.开关电源可靠性设计探讨[J].现代商贸工业，2010，09：325-326.

[3]黄永俊，张居敏，胡月来.开关电源可靠性的设计[J].农机化研究，2005，02：147-148.

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1　基本理论

开关电源的输出电压Vo是由一个控制电压Vc来控制的，即由Vc与锯齿波信号比较，产生PWM波形。根据锯齿波产生的方式不同，开关电源的控制方式可分为电压型控制和电流型控制。电压型的锯齿波是由芯片内部产生的，如LM5025，电流型的锯齿波是输出电感的电流转化成电压波形得到的，如UC3843。对于反激电路，变压器原边绕组的电流就是产生锯齿波的依据。

输出电压Vo与控制电压Vc的比值称为未补偿的开环传递函数Tu，Tu=Vo/Vc。一般按频率的变化来反映Tu的变化，即Bode图。

电压型控制的电源其Tu是双极点，以非隔离的BUCK为例，形式为：

电流型控制的电源其Tu是单极点，以非隔离的BUCK为例，形式为：

各种电路的未补偿的开环传递函数Tu可以从资料中找到。本讲座的目的是提供一种直观的环路设计手段。

2 计算机仿真开关电源未补偿的开环传递函数Tu

2.1 开关平均模型

开关电源的各个量经平均处理后，去掉高频开关分量，得到低频（包括直流）的分量。开关电源的建模、静态工作点、反馈设计、动态分析等都是基于平均模型基础之上的。若要得到实际的工作波形，应按实际电路进行时域仿真（Time Transient Analysis）。

将开关电路中的开关器件经平均化处理后，就得到开关平均模型，用开关平均模型可以搭建各种电路。

以下是几个开关电源的平均模型仿真例子，从电路波形中看不到开关量，只是平均量，比如电感中流过的电流是实际电感中的电流平均值，电容两端的电压是实际电容两端电压的平均值等等。

2.1.1 CCM BUCK（连续模式BUCK）

先直流扫描Vc，得到所需的输出电压，即得到了电路的静态工作点。然后交流扫描，得到Tu的Bode图。Tu为双极点。此处Vc等同于占空比d。

2.1.2 DCM BUCK（断续模式BUCK）

按以上方法得到Tu，在DCM下，Tu变成单极点函数。模型CCM-DCM即可用于连续模式，也可用于断续模式。此处Vc仍等同于占空比d。

2.1.3 CCM BOOST（连续模式BOOST）

可以用模型搭建各种电路，如连续模式BOOST。

此处采用CCM-DCM模型可能仿真不收敛，为使仿真更好地收敛，建议什么电路模式采用对应模型。此处Vc也等同于占空比d。

2.1.4 Flyback

n是变压器变比，原边比副边；L是变压器原边电感量。此处V6等同于d。

2.2 受反馈电压控制的仿真

实际电路中，占空比d的产生主要有两种方法：电压控制和电流控制。仿真时，电压控制中d的产生方式如下：

Vc是反馈回路的输出电压，GAIN的放大倍数等于锯齿波幅值的倒数，若锯齿波幅值为Vm，则GAIN=1/Vm。

电流型控制中d的产生方式如下：

同上，Vc是反馈回路的输出电压；IL是用于产生锯齿波的电流信号，例如在BUCK电路中是输出电感电流，在Flyback中是变压器原边电流；V1是使电流上升的电压，V2是使电流下降时的电压；占空比d及d2是输出变量。

至此，我们可以得到控制电压Vc到输出电压Vo的传递函数Tu。下面是几个仿真Tu的例子。

2.2.1 电压型控制的CCM BUCK

上述几个例子中加入GAIN就变成电压型控制的仿真电路了。

2.2.2 电流型控制的CCM BUCK

转贴于 电流互感器将输出电感的电流信号变成电压信号IL，产生锯齿波，模型CPM将控制电压Vc与锯齿波比较产生占空比d的PWM波。MOS开通时，L1中的电流上升，使其电流上升的电压V1是Vg-Vo；Mos关断时，Vo加在L1上，使其电流下降的低电压V2=Vo。参数Rs是检流电阻，mva是斜坡补偿的斜率，单位是V/S，L是输出电感，fs是开关频率。

2.2.3 带变压器隔离的电流型BUCK电路

由于电路带变压器，所以平均开关模型也要用带变压器的模型CCM-T（带变压器的电流连续模式的模型）。参数Rs是原边检流电阻，n是变压器变比（原边:副边），mva是斜坡补偿的斜率，单位是V/S。

2.3 仿真实例

实际电路中，选用不同的控制芯片，控制电压Vc的产生方式是不同的。以下是几个我们在工作中经常用到的几种控制芯片的仿真实例。

2.3.1 带变压器隔离的电流型CCM（UC3843）

UC3843-1

UC3843自带的运放归为反馈回路，运放输出的电压作为控制电压Vc。V9芯片内部的两个二极管压降，GAIN的放大倍数等于芯片内的电阻分压。

此电路采用电流互感器采样原边电流，对于如下的采样电路，Rs=R/n，n是电流互感器的匝比（n:1）。

UC3843的斜率补偿，对于下图电路，补偿斜率 (V/s)

2.3.2

带隔离和电压前馈的电压型CCM（LM5025）

LM5025-1

V6对应于芯片内部反馈信号的1V压降，R、C为产生锯齿波的参数。

2.3.3准谐振反激电路 (UCC28600)

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引言

设计一个具有良好动态和静态性能的开关电源时，控制环路的设计是很重要的一个部分。而环路的设计与主电路的拓扑和参数有极大关系。为了进行稳定性分析，有必要建立开关电源完整的小信号数学模型。在频域模型下，波特图提供了一种简单方便的工程分析方法，可用来进行环路增益的计算和稳定性分析。由于开关电源本质上是一个非线性的控制对象，因此，用解析的办法建模只能近似建立其在稳态时的小信号扰动模型，而用该模型来解释大范围的扰动（例如启动过程和负载剧烈变化过程）并不完全准确。好在开关电源一般工作在稳态，实践表明，依据小信号扰动模型设计出的控制电路，配合软启动电路、限流电路、钳位电路和其他辅助部分后，完全能使开关电源的性能满足要求。开关电源一般采用Buck电路，工作在定频PWM控制方式，本文以此为基础进行分析。采用其他拓扑的开关电源分析方法类似。

1 Buck电路电感电流连续时的小信号模型

图1为典型的Buck电路，为了简化分析，假定功率开关管S和D1为理想开关，滤波电感L为理想电感（电阻为0），电路工作在连续电流模式（CCM）下。Re为滤波电容C的等效串联电阻，Ro为负载电阻。各状态变量的正方向定义如图1中所示。

S导通时，对电感列状态方程有

L(dil/dt)=Uin－Uo    （1）

S断开，D1续流导通时，状态方程变为

L(dil/dt)=－Uo    （2）

    占空比为D时，一个开关周期过程中，式（1）及式（2）分别持续了DTs和（1－D）Ts的时间（Ts为开关周期），因此，一个周期内电感的平均状态方程为

L(dil/dt)=D(Uin－Uo)＋(1－D)(－Uo)=DUin－Uo   （3）

稳态时，=0，则DUin=Uo。这说明稳态时输出电压是一个常数，其大小与占空比D和输入电压Uin成正比。

由于电路各状态变量总是围绕稳态值波动，因此，由式（3）得

L[d(il+il')/dt]=(D＋d)(Uin＋Uin')－(Uo＋Uo')    （4）

    式（4）由式（3）的稳态值加小信号波动值形成。上标为波浪符的量为波动量，d为D的波动量。式（4）减式（3）并略去了两个波动量的乘积项得

L(dil'/dt)=DUin'＋dUin－Uo'    （5）

由图1，又有

iL=C(duc/dt)＋Uo/R0    （6）

Uo=Uc＋ReC(duc/dt)    （7）

式（6）及式（7）不论电路工作在哪种状态均成立。由式（6）及式（7）可得

iL＋ReC(dil/dt)=1/Ro(Uo＋CRo(duo/dt))    （8）

式（8）的推导中假设Re<<Ro。由于稳态时dil/dt=0，dUo/dt=0，由式（8）得稳态方程为iL=Uo/Ro。这说明稳态时电感电流平均值全部流过负载。对式（8）中各变量附加小信号波动量得

式（9）减式（8）得

iL+ReC(dil/dt)=1/Ro(Uo＋CRo(dUo/dt))    （10）

将式（10）进行拉氏变换得

iL(s)=(Uo(s)/Ro)·[(1+sCRo)/(1+sCRe)]    (11)

(s)=（11）一般认为在开关频率的频带范围内输入电压是恒定的，即可假设=0并将其代入式（5），将式（5）进行拉氏变换得

sLiL'(s)=d(s)Uin－Uo'(s)    （12）

由式（11），式（12）得

Uo'(s)/d(s)=Uin[(1+sCRe)/(s2LC+s(ReC+L/Ro)+1]    （13）

iL'(s)/d(s)=[(1+sCRo)/s2LC+s(ReC+L/Ro)+1]·Uin/Ro    （14）

式(13)，式(14)便为Buck电路在电感电流连续时的控制－输出小信号传递函数。

2 电压模式控制（VMC）

电压模式控制方法仅采用单电压环进行校正，比较简单，容易实现，可以满足大多数情况下的性能要求，如图2所示。

图2中，当电压误差放大器（E/A）增益较低、带宽很窄时，Vc波形近似直流电平，并有

D=Vc/Vs    （15）

d=Vc'/Vs    （16）

式（16）为式（15）的小信号波动方程。整个电路的环路结构如图3所示。图3没有考虑输入电压的变化，即假设Uin=0。图3中，（一般为0）及分别为电压给定与电压输出的小信号波动；KFB=UREF/Uo，为反馈系数；误差e为输出采样值偏离稳态点的波动值，经电压误差放大器KEA放大后，得；KMOD为脉冲宽度调制器增益，KMOD=d/=1/Vs；KPWR为主电路增益，KPWR=/d=Uin；KLC为输出滤波器传递函数，KLC=(1+sCRe)/[S2LC+s(ReC+L/Ro)+1]。

    在已知环路其他部分的传递函数表达式后，即可设计电压误差放大器了。由于KLC提供了一个零点和两个谐振极点，因此，一般将E/A设计成PI调节器即可，KEA=KP(1＋ωz/s)。其中ωz用于消除稳态误差，一般取为KLC零极点的1/10以下；KP用于使剪切频率处的开环增益以－20dB/十倍频穿越0dB线，相角裕量略小于90°。

VMC方法有以下缺点：

1）没有可预测输入电压影响的电压前馈机制，对瞬变的输入电压响应较慢，需要很高的环路增益；

2）对由L和C产生的二阶极点（产生180°的相移）没有构成补偿，动态响应较慢。

VMC的缺点可用下面将要介绍的CMC方法克服。

3 平均电流模式控制（AverageCMC）

平均电流模式控制含有电压外环和电流内环两个环路，如图4所示。电压环提供电感电流的给定，电流环采用误差放大器对送入的电感电流给定（Vcv）和反馈信号（iLRs）之差进行比较、放大，得到的误差放大器输出Vc再和三角波Vs进行比较，最后即得控制占空比的开关信号。图4中Rs为采样电阻。对于一个设计良好的电流误差放大器，Vc不会是一个直流量，当开关导通时，电感电流上升，会导致Vc下降；开关关断，电感电流下降时，会导致Vc上升。电流环的设计原则是，不能使Vc上升斜率超过三角波的上升斜率，两者斜率相等时就是最优。原因是：如果Vc上升斜率超过三角波的上升斜率，会导致Vc峰值超过Vs的峰值，在下个周波时Vc和Vs就可能不会相交，造成次谐波振荡。

采用斜坡匹配的方法进行最优设计后，PWM控制器的增益会随占空比D的变化而变，如图5所示。

当D很大时，较小的Vc会引起D较大的改变，而D较小时，即使Vc变化很大，D的改变也不大，即增益下降。所以有

d=DV'/Vs    （17）

不妨设电压环带宽远低于电流环，则在分析电流环时Vcv为常数。当Vc的上升斜率等于三角波斜率时，在开关频率fs处,电流误差放大器的增益GCA为

GCA[d(iLRs)/dt]=GCA(Vo/L)Rs=Vsfs    （18）

GCA=Vc'/(iL'Rs)=VsfsL/(UoRs)    （19）

高频下，将式（14）分子中的“1”和分母中的低阶项忽略，并化简，得

iL'(s)=[d(s)Uin]/sL    （20）

由式（17）及式（20）有

(iL'Rs)/Vc'=[Rsd(s)Uin/(sL)]/[d(s)Vs/D]=(RsUinD)/(sLVs)    （21）

将式（19）与式（21）相乘，得整个电流环的开环传递函数为

(RsUinD/sLVs)·(VsfsL)/(UoRs)=fs/s    （22）

图7

    将s=2πfc代入上式，并令上式等于1时，可得环路的剪切频率fc=fs/(2π)。因此，可将电流环等效为延时时间常数为一个开关周期的纯惯性环节，如图6所示。显然，当电流误差放大器的增益GCA小于最优值时，电流响应的延时将会更长。

GCA中一般要在fs处或更高频处形成一个高频极点，以使fs以后的电流环开环增益以－40dB/dec的斜率下降，这样虽然使相角裕量稍变小，但可以消除电流反馈波形上的高频毛刺的影响，提高电流环的抗干扰能力。低频下一般要加一个零点，使电流环开环增益变大，减小稳态误差。

整个环路的结构如图7所示。其中KEA，KFB定义如前。可见相对VMC而言（参见图3），平均CMC消除了原来由滤波电感引起的极点（新增极点fs很大，对电压环影响很小），将环路校正成了一阶系统,电压环增益可以保持恒定，不随输入电压Vin而变，外环设计变得更加容易。

4 峰值电流模式控制（PeakCMC）

平均CMC由于要采样滤波电感的电流，有时显得不太方便，因此，实践中经常采用一种变通的电流模式控制方法，即峰值CMC，如图8所示。电压外环输出控制量（Vc）和由电感电流上升沿形成的斜坡波形(Vs)通过电压比较器进行比较后，直接得到开关管的关断信号（开通信号由时钟自动给出），因此，电压环的输出控制量是电感电流的峰值给定量，由电感电流峰值控制占空比。

    峰值CMC控制的是电感电流的峰值，而不是电感电流（经滤波后即负载电流），而峰值电流和平均电流之间存在误差，因此，峰值CMC性能不如平均CMC。一般满载时电感电流在导通期间的电流增量设计为额定电流的10％左右，因此，最好情况下峰值电感电流和平均值之间的误差也有5％，负载越轻误差越大，特别是进入不连续电流（DCM）工作区后误差将超过100％，系统有时可能会出现振荡现象。在剪切频率fc以下，由图6可知平均CMC的电流环开环增益可升到很高（可以>1000），电流可完全得到控制，但峰值CMC的电流环开环增益只能保持在10以内不变（峰值电流和平均值之间的误差引起），因此，峰值CMC更适用于满载场合。

峰值CMC的缺点还包括对噪音敏感，需要进行斜坡补偿解决次谐波振荡等问题。但由于峰值CMC存在逐周波限流等特有的优点，且容易通过脉冲电流互感器等简单办法复现电感电流峰值，因此，它在Buck电路中仍然得到了广泛应用。

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【关键词】电容储能；自动化终端设备；电源开关设计

一、电容储能自动化终端设备的开关电源设计

智能化终端设备的主要部件构成有：电力系统的监测、监控设备及自动化系统设备。其中，开关电源是关键部件之一，开关电源的输入主要来自于电压互感器二次侧及配电变压器二次侧。要解决户外智能自动化设备的工作安全稳定问题就必须采取能够电容器等相对于蓄电池来说，管理更加便捷的储能技术。电容器作为自动化终端设备的储能电源更方便于管理、并且充电迅速、使用的寿命较长、重量较轻并且体积比较小非常适合在户外或者环境较为恶劣的工作环境中使用，具有比较大的发展前景。在实际的应用方面，对于我国电力储能设备来说，要在失去电源时维持绝大多数的户外智能自动化终端设备的短暂运行，只需要在刚停电时上报该项工作的工作时间对于环网柜的监控终端来说，也只要在失去电源供电时上报出工作的故障及开关的状态，同样要将故障线路上游的相邻开关进行分断。这些所有的功能基本上在一分钟之内都可以完成。在出现故障时或者突然失去了电源供应时，智能型自动化终端设备的电源必须要在维持本设备的正常工作及通信部件需要的能量的基础上，提供峰值功率一般不大于5W，平均功率要小于2.5W的供电电源。从这一点来看，超级电容器、大容量的电解电容器是非常适合作为储能电源来提供户外智能自动化终端设备。因此，电容储能已经能够成功地运用在电力系统中。

二、设计原理

电容储能的开关电源主要通过整流电路、切换电路、变换器以及工作用的储能电容器及操作用的储能电容器等组成。主要的电力构造如下图所示。对TTU等不需要进行电容储能开关控制的情况只需要虚线下方等部件构成。

通过示意图我们可以看出：电容储能中整个流通电路是可以正常的供电情况下进行电容充电，并且可以通过切换电路A用在失去了正常供电电源的供电情况下，而把DC-DC变换器切换到自动化终端的工作设备中所需的储能电容进行恢复正常供电，并提供电能，当不需要时再进行切换。而切换电路B则可以在失去正常的供电情况下把将电源的开关等操动机构切换到储能电容的操作上。一方面，工作用的储能电容器可以储存相应的能量，并且能够在失去交流电源的供应时维持短暂的智能终端供电提供给自动化终端设备；另一方面，操作用的储能电容器可以储存相应的能量，DC-DC变换器则可以把交流供应电源与工作用的储能电容器中的能量进行转换。同时，按照智能型自动化终端设备所需要的形式提供其使用。一般来说，输入电压都要比自动化装置设备的工作电压高，所以要采用降压型buck DC-DC作为变换器，其主要构成如下图所示。

上图，S作为功率开关，D作为-极管，L为电感，C0作为输出电容，RL作为负载、Vi作为输入电压、V0为输出电压、I0为输出电流。在正常的工作状况下，工作电源与操作电源并不同时保持时相同的状况。正常工作状况下的操作电源主要直接取自与电压互感器二次侧；而正常工作状况下的工作电源有时也会直接取自电压互感器二次侧，有时则是通过一个二次变压器作为隔离装置来进行降压后才得到。在输入电压和输出电压相差比较大的状况下，DC-DC变换器则需要采用一种脉冲隔离变压器来进行电压变压，从而满足工作的需要。由于构成工作用的储能电容器，具备串联充电及并联放电的特殊性质。所以，在失去交流电源的正常供电情况下，由工作用的储能电容器进行放电来维持自动化终端设备的正常工作，通过串并电容组合的结构起到相应的降压效果。这种组合可以不通过隔离变压器就能满足DC-DC变换器的工作需要而不需要进行电压变比的工作。

综上，通过对电容储能的自动化终端设备的开关电源设计及研究分析，采用新型的电容储能作为交流电失去正常供电时维持自动化设备正常的工作是非常可靠并具备相应的稳定性。

参 考 文 献

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1　引言

随着PWM技术的不断发展和完善，开关电源得到了广泛的应用，以往开关电源的设计通常采用控制电路与功率管相分离的拓扑结构，但这种方案存在成本高、系统可靠性低等问题。美国功率集成公司?POWER Integration Inc?开发的TOP Switch系列新型智能高频开关电源集成芯片解决了这些问题，该系列芯片将自启动电路、功率开关管、PWM控制电路及保护电路等集成在一起，从而提高了电源的效率，简化了开关电源的设计和新产品的开发，使开关电源发展到一个新的时代。文中介绍了一种用TOP Switch的第三代产品TOP249Y开发变频器用多路输出开关电源的设计方法。

2　TOP249Y引脚功能和内部结构

2．1 TOP249Y的管脚功能

TOP249Y采用TO－220－7C封装形式，其外形如图1所示。它有六个管脚，依次为控制端C、线路检测端L、极限电源设定端X、源极S、开关频率选择端F和漏极D。各管脚的具体功能如下：

控制端C：误差放大电路和反馈电流的输入端。在正常工作时，利用控制电流IC的大小可调节占空比，并可由内部并联调整器提供内部偏流。系统关闭时，利用该端可激发输入电流，同时该端也是旁路、自动重启和补偿电容的连接点。

线路检测端L：输入电压的欠压与过压检测端，同时具有远程遥控功能。TOP249Y的欠压电流IUV为50μA，过压电流Iav为225μA。若L端与输入端接入的电阻R1为1MΩ，则欠压保护值为50VDC，过压保护值为225VDC。

极限电流设定端X：外部电流设定调整端。若在X端与源极之间接入不同的电阻，则开关电流可限定在不同的数值，随着接入电阻阻值的增大，开关允许流过的电流将变小。

源极S：连接内部MOSFET的源极，是初级电路的公共点和电源回流基准点。

开关频率选择端F：当F端接到源极时，其开关频率为132kHz，而当F端接到控制端时，其开关频率变为原频率的一半，即66kHz。

漏极D：连接内部MOSFET的漏极，在启动时可通过内部高压开关电流提供内部偏置电流。

2．2 TOP249Y的内部结构

TOP249Y的内部工作原理框图如图2所示，该电路主要由控制电压源、带隙基准电压源、振荡器、并联调整器／误差放大器、脉宽调制器（PWM）、门驱动级和输出级、过流保护电路、过热保护电路、关断／自动重起动电路及高压电流源等部分组成。

3 基于TOP249Y的开关电源设计

笔者利用TOP249Y设计了一种新型多路输出开关电源，其三路输出分别为5V／10A、12．5V／4A、7V／10A，电路原理如图3所示。该电源设计的要求为：输入电压范围为交流110V～240V，输出总功率为180W。由此可见，选择TOP249Y能够满足要求。

3．1 外围控制电路设计

该电路将X与S端短接可将TOP249Y的极限电流设置为内部最大值；而将F端与S端短接可将TOP249Y设为全频工作方式，开关频率为132kHz。

图2 

    在线路检测端L与直流输入Ui端连接一2MΩ的电阻R1可进行线路检测，由于TOP249Y的欠压电流IUV为50μA，过压电流Iav为225μA，因此其欠压保护工作电压为100V，过压保护工作电压为450V，即TOP249Y在本电路中的直流电压范围为100～450V，一旦超出了该电压范围，TOP249Y将自动关闭。

3．2 稳压反馈电路设计

反馈回路的形式由输出电压的精度决定，本电源采用“光耦＋TL431”，它可以将输出电压变化控制在±1％以内，反馈电压由5V／12A输出端取样。电压反馈信号U0通过电阻分压器R9、R11获得取样电压后，将与TL431中的2．5V基准电压进行比较并输出误差电压，然后通过光耦改变TOP249Y的控制端电流IC，再通过改变占空比来调节输出电压U0使其保持不变。光耦的另一作用是对冷地和热地进行隔离。反馈绕组的输出电压经D2、C2整流滤波后，可给光耦中的接收管提供电压。R4、C4构成的尖峰电压经滤波后可使偏置电压即使在负载较重时，也能保持稳定，调节电阻R6可改变输出电压的大小。

3．3 高频变压器设计

由于该电源的输出功率较大，因此高频变压器的漏感应尽量小，一般应选用能够满足132kHz开关频率的锰锌铁氧体，为便于绕制，磁芯形状可选用EI或EE型，变压器的初、次级绕组应相间绕制。

高频变压器的设计由于要考虑大量的相互关联变量，因此计算较为复杂，为减轻设计者的工作量，美国功率公司为TOP Switch开关电源的高频变压器设计制作了一套EXCEL电子表格，设计者可以方便地应用电子表格设计高频变压器。

3．4 次级输出电路设计

输出整流滤波电路由整流二极管和滤波电容构成。整流二极管选用肖特基二极管可降低损耗并消除输出电压的纹波，但肖特基二极管应加上功率较大的散热器；电容器一般应选择低ESR?等效串联阻抗?的电容。为提高输出电压的滤波效果，滤除开关所产生的噪声，在整流滤波环节的后面通常应再加一级LCC滤波环节。

3．5 保护电路设计

本电源除了电源控制电路TOP249Y本身所具备的欠压、过压、过热、过流等保护措施外，其外围控制电路也应有一定的保护措施。用D3、R12、Q1可构成一个5．5V的过压检测保护电路。这样，当5V输出电压超过5．5V时，D3击穿使Q1导通，从而使光耦电流增大，进而增大了控制电路TOP249Y的控制端电流IC，最后通过内部调节即可使输出电压下降到安全值。

图3

    为防止在开关周期内，TOP249Y关断时漏感产生的尖峰电压使TOP249Y损坏，电路中设计了由箝压齐纳管VR1、阻断二极管D1、电容C5、电阻R2、R3组成的缓冲保护网络。该网络在正常工作时，VR1上的损耗很小，漏磁能量主要由R2和R3承担；而在启动或过载时，VR1即会限制内部MOSFET的漏极电压，以使其总是处于700V以下。

4 电源性能测试及结果分析

根据以上设计方法，笔者对采用TOP249Y设计的多路输出开关电源的性能进行了测试。实测结果表明，该电源工作在满载状态时，电源工作的最大占空比约为0．4，电源的效率约为90％，纹波电压控制、电压调节精度及电源工作效率都超过了以往采用控制电路与功率开关管相分立的拓扑结构形式的开关电源。

篇7

关键词： 功率因数； UCC28019； 参数计算； 调试

中图分类号： TN701?34； TM761 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2014）15?0145?03

Analysis and design of switch power with high?power factor

LIU Ping， SHI Huang?huang， HUANG Sheng?yan， DIAO Wan?yu

（Tan Kah Kee College， Xiamen University， Zhangzhou 363105， China）

Abstract： Power factor correction （PFC） is an important issue in switching power supply design. PFC is widely used due to its simple peripheral circuits and high?power factor， but design of the PFC external parameters is difficult. To solve this problem， a method to determine the external parameters is proposed. The internal structure of the control device is analyzed theoretically， mathematical model is established and Matlab simulation analysis is performed， so as to fully grasp the influence of external parameters on the control performance of the system， and avoid too many blind spots in the debugging process. If the parameters determined with this method is apply to the actual circuit， a high?power factor switch power supply with high performance can be designed by means of a simple debugging.

Keywords： power factor； UCC28019； parameter calculation； debugging

节约能源是当今社会的主流，一款好的电源产品应在几乎无浪费的情况下完成能源的转换，而功率因数是衡量能源转换高低的一个重要指标，功率因数越高，能源浪费越少。目前通过查找功率因数校正的开关电源的资料学习，普遍上手不快，主要是对电路的元件参数的设置不解。针对此问题，本文详细介绍一款高功率因数开关电源，重在分析参数对电源系统的影响。设计的电源具体指标要求为：输入交流电压[Uin]在20～30 V变化时，输出直流电压[Uout=]36 V±0.1 V，输出电流[Iout=]2 A；电源输入侧功率因数在0.8～1可测、可调整。

1 控制系统分析与设计

该电源设计分为三部分：功率因数测量、升压电路、功率因数校正，设计难点在于功率因数的校正。功率因数校正（PFC）可选控制芯片很多，本文选择一款在连续工作模式下，以固定频率65 kHz工作的控制芯片UCC28019。该芯片电路简单，与升压电路结合，可实现20～30 V交流输入到36 V稳压，无需降压电路，核心关键的问题在于电路的参数的确定。UCC28019芯片资料提供相应公式用于计算电阻、电容等参数，但将计算所得参数应用实际电路中，会发现得不到理想的系统输出，盲目修改参数进行调试有时虽花费大量的时间但不成功，本文将结合芯片内部结构进行深入分析关键参数对系统的影响，从而提高硬件电路的调试效率。

1.1 功率因数测量

功率因数PF是指交流输入有功功率[P]与视在功率S的比值[1]。

[PF=PS=PURMSIRMS=1Ni=1NUiIi1Ni=1NUi21Ni=1NIi2]

式中：[URMS，][IRMS]为电压、电流的有效值。利用微型精密电压互感器、电流传感器采集电源输入侧的电压、电流，为方便单片机采集数据（只读取正向数值），在各互感器后连接整流桥。具体电路如图1，图2所示。

图1 电压采样

图2 电流采样

1.2 升压型功率因数校正

设计电路，首先需计算电源指标[1]：

根据电源设计要求，可得输入电流最大有效值为3.83 A；输入电流有效值峰值为5.41 A；输入电流最大值平均值为3.45 A，输入电感电流最大峰值为5.95 A，由此计算相关参数。图3为升压型功率因数校正电路图。

图3 升压型PFC电路

1.2.1 部分参数的选取

图3电路设计的难点在于UCC28019电压回路参数的确定，其余参数结合经验及技术文档资料可得，这里就不再详述其参数的设计过程。使用多个并联低压降的二极管BYQ28E构成整流桥；并接一个低ESR的155 CBB电容滤除整流输出电压的高频成分；升压电感选用环形铁硅铝粉芯，其电感量取128 μH；输出滤波电容[Cout]取2个4 700 μF电容并联；取样电阻[R2]取0.1[Ω]的康铜丝；滤波电容[C9]取0.47 μF；电压[VIN]输入端电阻[R9]取10 kΩ，[R6]取170 kΩ；电压输入端电容[C8]取10 μF。

1.2.2 电压回路分析及参数计算

查阅UCC28019内部结构[2]，得电压回路方框图，如图4所示。

图4 电压回路方框图

传函[G2]为系统固有部分，[G3]为升压电路部分，[G1]由图5求得，[G4]由图6求得，两者均与UCC28019的参数有关。

图5 gmv控制器 图6 反馈装置

由图5、图6求取传函：

[G4=VsenseVout=R4（R3+R4）=50 000（50 000+310 000）=536]

[G1=VcompVsense=（VcompVOTA1）（IOTA1IOTA1）=（1+sR7C7）（C6+C7）s（1+sR7C6C7（C6+C7））gmv]

式中：gmv为常数，值为[42×10-6 μs]，令：

[w1=1（R7C7）， w2=（C6+C7）（R7C6C7）]

得：

[G1=（1+sw1）（C6+C7）s（1+sw2）]

[G1]环节相当于超前?滞后校正控制器，[G1]中[C7]变化影响系统的开环零、极点及开环增益；[C6]变化影响系统的开环增益，开环极点；[R7]变化影响系统的开环零点、极点。各参数变化均会影响系统性能。查文档得：

[G2G3=（M3VoutM1M2）（sw3+1）=49.5（s10.7+1）][w3=KFQM1M2V3inrmsK1R2V3outCout，M3=0.512，M1=0.484，M1M2=0.372，K1=7]

综合得：[G2G3G4=6.88（0.093s+1）。]

利用Matlab线性时不变工具LTIVIEW对[G2G3G4]仿真，波特图如图7所示。

图7 [G2G3G4]波特图

对PFC电路而言，系统传函的带宽要小于20 Hz（128.6 rad/s）[2]，结合图7仿真曲线，将系统的截止频率设置在[Wc=]100 rad/s，既满足带宽要求，又能有较佳的动态性能，此时[G1]在截止频率处需提供2.72 dB的增益进行补偿；为提高系统的相角裕度用[G1]中[w1]处的零点补偿开环传函[w3]处的极点；为提高系统的抗干扰能力，可将[G1]中的[w2]设置为高频段，取值为[2×π×50]Hz。

令[20lgG1（j100）=2.72，]得[C7=3 ]μF。

令[w1=1（R7C7）=10.7，C7=3 ]μF，得[R7=31 ]kΩ，取[R7=][30 ]kΩ，令[w2=（C6+C7）（R7C6C7）=2×π×50，]得[C6=0.1 ]μF。

综合得[G1=42×（1+s10.7）（3.1s（1+s314））。]

再次利用Matlab对系统开环传[G1G2G3G4]进行仿真，波特图如图8所示。截止频率在90 rad/s，与预期目标相比，截止频率略微前移，可对校正过程做些微调，但分析校正后系统性能，已达到较佳性能，可以不用重新设计。

图8 [G1G2G2G4]波特图

1.2.3 电流回路分析及参数选定

查阅UCC28019内部结构[2]，绘制其电流回路方框图，如图9所示。

图9 电流回路方框图

电流回路可实现电流跟踪电压，从而完成电压、电流同向，即实现高功率因数校正。

该回路电容参数代入公式计算，取[C5=]1 nF。

1.2.4 功率因数调整方法

由图8分析，[R7]变化影响[Vcomp]的幅值、相位，由图9分析，电流[Iin]跟踪[Vcomp。]而输入电压相位不受UCC28019控制，因此，调整[R7]的大小可以改变输入电压、电流的相位差，即调整功率因数。在电路设计中，为方便调整功率因数，将[R7]设置为滑阻。

1.2.5 优化设计，提高效率

为保证电源效率高，升压电路中的二极管、开关管尽可能用功耗小、恢复快的，如二极管BYQ28E，开关管IRF3710；反馈电阻尽可能用大的，可降低损耗；多个低压降二极管并联构成整流电路；减小开关管栅极串联电阻，串接小电阻，防止振荡；在栅极和源极并接大阻值电阻，减小开关管断开时的静态电流等。

2 实 验

设计一款基于UCC28019的高功率因数开关电源，主体电路如图1～图3所示。各元件参数采用上节的设计结果，搭建硬件电路，并制版，检测时在输入侧串接电参数测量仪测量系统功率因数、效率，输入端接至调压器输出端。当调压器输出24 V，输出电流在0.2～2.0 A变化时，负载输出实时用万用表检测，其值在35.9～36.1 V之间；电参数测量仪功率因数显示0.98以上，效率0.95；调整[R7]滑阻大小，功率因数可降至0.8；单片机测量能同步准确显示，整体满足设计要求。

3 结 论

利用UCC2809进行高功率因数开关电源的设计，可简化设计过程，但能否获得良好的性能，很大程度上取决于参数的选取，而参数的确定不能只由技术文档确定，而应结合深入理论分析的结果对参数进行适当调整。实验结果表明，采用有效的分析方法，对硬件电路的调试有事倍功半的效果。

参考文献

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[5] 满红，梁迎春，冀勇钢.自动控制原理[M].北京：清华大学出版社，2011.

[6] 雷丹，赵金，何为.一种非隔离型高功率因数开关电源的研制[J].电气技术，2011，30（16）：56?58.

[7] 赵胜.基于有源功率因数校正的计算机开关电源设计[J].电源技术，2013，37（4）：633?634.

[8] 程良涛，李辉.一种高功率因数PFC的研制[J].电源技术，2010，34（10）：1068?1071.

篇8

关键词：UC3842 保护电路 开关电源

中图分类号：TN86 文献标识码：A 文章编号：1007-9416(2011)12-0105-02

1、引言

电源装置是电力电子技术应用的一个重要领域，其中高频开关式直流稳压电源由于具有效率高、体积小和重量轻等突出优点，获得了广泛的应用。开关电源的控制电路可以分为电压控制型和电流控制型，前者是一个单闭环电压控制系统，系统响应慢，很难达到较高的线形调整率精度，后者，较电压控制型有不可比拟的优点。

2、单端反激式变换器

本文采用单端反激式。所谓单端，是指高频变压器的磁芯仅工作在磁滞回线的一侧，并且只有一个输出端。所谓反激，是指开关功率管导通时，后级整流二极管截止，电能将储存在高频变压器的初级电感线圈中；当开关功率管关断时，后级整流二极管导通，初级线圈上的电能通过磁芯的藕合传输给次级绕组，并经过后级整流二极管输出。

UC3842简介。UC3842是国内应用比较广泛的一种电流控制型脉宽调制器。所谓电流型脉宽调制器是按反馈电流来调节脉宽的。在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈电流的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环、电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是比较理想的控制器。

同时，UC3842是单电源供电，带电流正向补偿，单路调制输出的集成芯片，主要用于高频中小容量开关电源，用它构成的电路在驱动开关管时，通常将误差比较器的反向输入端通过反馈电路经电阻分压得到的信号与内部2.5V基准进行比较，误差比较器的输出端与反向输入端用RC元件接成补偿网络，误差比较器的输出端与电流采样电压进行比较，从而控制PWM序列的占空比，达到电路稳定的目的。它主要包括高频振荡、误差比较、欠压锁定、电流取样比较、脉宽调制锁存等功能电路。芯片工作起动电压是16V，关闭电压是10V，6V的起动与关闭电压差可有效防止电路在阀值电压附近工作而引起的振荡。芯片起动电流为1mA，所以，芯片可以对高压用电阻降压起动，待起动完成后由馈电绕组供电。还提供5V的基准电压,带载能力50mA。在UC3842的输入端与地之间，还有34V的稳压管，一旦输入端出现高压，该稳压管就被反向击穿，将供电电压钳位于34V，保护芯片不致损坏。如图所示为开关电源的电路。

3、开关电源的工作原理

3.1 AC输入整流部分

交流电(AC110～220V/50Hz)由J2-1进入，经过R2送至由D1-D4组成的桥式整流，并由C1滤波，把交流电变换为直流电（当输入交流电110V时，整流后的直流为155V左右，当输入交流电220V时，整流后的直流为300V左右）,图1。

3.2 UC3842工作过程

接通输入电源VIN后，电流ig通过启动电阻R5给电容C3,C11 充电,当C3,C11电压达到UC3842启动电压门槛值16V时,UC3842 开始工作并提供驱动脉冲,由6端输出推动开关管Q1工作,输出信号为高低电压脉冲。高电压脉冲期间, 开关功率管Q1导通,电流通过变压器初级绕组NP,同时把能量储存在变压器中。根据同名端标识情况,此时变压器各路副边没有能量输出。当6脚输出的高电平脉冲结束时,开关功率管Q1截止,根据楞次定律, 变压器初级绕组NP为维持电流不变,产生下正上负的感生电动势,此时其他边各路二极管导通,向外提供能量。同时辅助绕组Nb向UC3842供电。

UC3842启动工作后，C3,C11为UC3842提供稳定的工作电压VCC,VCC通过R9，R19，光耦817，R8组成的分压取样电路，电压通过2脚被反馈到UC3842内部的误差放大器并和基准电压比较得到误差电压Vr；同时在取样电阻R3上建立的电压也被反馈到UC3842电流测定比较器的同相输入端，这个检测电压和误差电压Vr相比较，产生脉冲宽度可调的驱动信号，用来控制开关功率管Q1的导通和关断时间，以决定高频变压器的通断状态，从而达到输出稳压的目的。考虑到VCC及Vref上的噪声电压也会影响输出的脉冲宽度，因此，在UC3842的脚7和脚8上分别接有消噪电容C3,C11和C10。R7是开关功率管Q1的栅极限流电阻。

3.3 吸收箝位电路

吸收箝位电路由C2,R20,R4和D6组成，Q1截止后，由于变压器存在漏感，而漏感能量不能通过变压器耦合到NS绕组释放，如果没有RCD箝位电路，漏感中的能量将会在Q1关断瞬间转移到Q1极间电容和电路中的其它杂散电容中，此时Q1集电极将会承受较高的开关应力，若加上RCD 箝位电路，漏感中的大部分能量将在Q1关断瞬间转移到箝位电路的箝位电容C2上，然后这部分能量被箝位电阻R20,R4消耗，这样就大大减少了开关管的电压应力。

3.4 输出稳压控制电路

当负载变化或其它因素引起输出电压VO变高，通过R6和R13、VR2组成的电压取样电路和C9加速电容，TL431控制端1电压会高于它基准电压2.5V，这时通过TL431的电流增加，加在光耦发光二极管的电压也增大，光耦发光增强，光耦C-E极间电阻变小，UC3842的2脚电压升高，促使片内对PWM比较器进行调节，减少占空比，通过Q1 D-S极电流变小，变压器储能减少，输出电压降低。反之，VO变低，通过R6和R13、VR2组成的电压取样电路和C9加速电容，TL431控制端1电压会高于它基准电压2.5V，这时通过TL431的电流减弱，加在光耦发光二极管的电压也变小，光耦发光减弱，光耦C-E极间电阻变大，UC3842 2脚电压降低，促使片内对PWM比较器进行调节，增大占空比，通过Q1 D-S极电流变大，变压器储能增加，输出电压升高。

3.5 输出部分

当Q1关断时，初级绕组NP变成下正上负，NS上正下负，D7导通，存储在变压器中的能量通过D7供应给负载同时给电容C7充电。

在开关管Q1导通时，变压器是不给负载供电的，这时只能靠电容给负载供电，C7越大，储存的能量就越多，供应同样的负载，电压下降就越少，换言之，输出电压就越稳定，所以C7越大越好。在选取滤波电容时，还要考虑它的耐压，耐压一定要比输出电压高，最好是留有一定的耐压余地。

R7是假负载，释放掉滤波电容C7的部分能量，起到改善电路间歇振荡的效果。R7的阻值小，对改善电路间歇振荡效果比较好，但太小会增加无用的功耗，降低电路效率，它的阻值大小一般根据经验或电路调试确定。

由于开关电源的工作频率都比较高，所以D7采用响应速度比较快的肖特基整流二极管，在选原件时除了要考虑响应速度外，还要考虑它的额定工作电流，一般要比额定电流大3倍以上，除此还要考虑它的耐压，因为开关管Q1导通时，初级绕组NP上的电压（上正下负）基本上是输入电压，NS也感应了对应的比例电压（下正上负），再加上滤波电容C7的电压，所以整流肖特基二极管的反向耐压必须大于两者的和，并留有一定的余量。

4、短路过流保护

如果由于某种原因，输出端短路而产生过流，开关管Q1的漏极电流将大幅度上升，R3两端的电压上升，UC3842的脚3上的电压也上升。当该脚的电压超过正常值0.3V达到1V时，UC3842的PWM比较器输出高电平，使PWM锁存器复位，关闭输出。这时，UC3842的脚6无输出，Q1截止，从而保护了电路。

5、结语

在开关电源的设计中，由UC3842组成的反激式开关电源是整个变换器的关键部分，核心部分为PWM控制单元。交流220V作为开关电源的输入，得到PWM控制单元的直流工作电压，另外结合其工作特性，设计了过流保护电路，保证了电源变换器的正常工作。在现代电力电子应用中越来越广泛，在开关电源中有着良好的应用前景。

参考文献

[1]惠恩宣.采用UC3842构成的开关电源.电子与自动化,2000,4.

篇9

【关键词】波特图;电流型开关电源;高效率;建模

Abstract：A synchronous buck type switching power supply is designed in this paper.Pulse width-period skip method is used to improve the efficiency under light load;Simulation results show that the power input voltage ranges from 2.3 to 4V;When the input voltage is 3.3V and system frequency is 2MHz，the output voltage stablilizes at 1.8V within 2% ripple;A 0.7% linear adjustment rate is measured under 1A load current by changing supply voltage from 3.3 to 4V in a short time;When the load is changed from 0.5 to 1.1A suddenly，the load adjustment rate is 0.8%;When the load is changed from 70mA-1A，the power conversion efficiency keeps from 65% to 95.2%.

Keywords：Bode plot;current mode switching power supply;high efficiency;modeling

1.引言

同步峰值电流型开关电源有两个环路，电流内环完成电流采样，电压外环完成电压采样，根据采样结果稳定输出电压。当占空比大于50%时，电流环容易产生次谐波振荡，因此必须加入斜坡补偿环节。在一些低功耗产品中，对开关电源的轻载效率越来越高。本文创新新性地提出了脉宽跳周期方式有效地提高了电源轻载效率。通过仿真，电源的各项指标性能比较理想，与传统的设计方法相比，此设计方法简单，且提高了开关电源的设计效率。给工程人员设计开关电源提供了参考依据[1]。

2.关键电路

本文设计关键电路是脉宽-跳周期切换逻辑控制模块和环形振荡器模块。最后接上元件进行以下各类仿真验证。

2.1 逻辑控制电路

驱动控制电路主要完成了PWM和PSM切换、死区控制、模式强制选择、过零关断续流管等功能，其电路原理如图1所示。脉宽-跳周期模其原理如下，设定PSM切换时电流为200mA，V_PSM0表示当电感电流为200mA时的采样电压，VS表示任意时候的采样电压。COMP1是一个比较器，当VS在V_PSM0上下波动时，COMP1的输出为一系列的高低电平。当输出为高时，VS低于V_PSM0，表示电感平均电流小于200mA，也就是负载较轻，所以系统应工作在SKIP模式。此时，COMP1的输出通过一个反相器后为低电平，决定了I2，I4两个与非门的输出为高电平，因此P_DRV和N_DRV信号都是高电平，也就关断了主开关管，打开续流管，使电路工作在SKIP模式下。当VS的电压大于V_PSM0时，表示输出电流大于200mA，电路工作在重载模式，此时I2，I4的一个输入端便为高电平，其输出决定于D触发器的输出，也就决定于PWM信号，PWM是来自于由输出电压和电流决定的占空比变化的脉冲序列，因此电路此时在PWM模式下[3-5]。

图1 逻辑驱动电路原理图

图2

2.2 环形振荡器电路

振荡器是绝大多数电子系统的主要组成部分，主要构成整个系统时钟驱动部分。一般来说振荡器主要分张弛振荡器、环形振荡器、LC振荡器等。本电源系统工作频率为2MHz，在此频率下用环形比较器比较容易实现，而且环形比较器结构比较简单，大大提高了设计效率[6，7]。其电路原理图如图2所示。

3.仿真结果

3.1 振荡器

通过tsmc018rf工艺对电路在spectre下仿真，其瞬态结果如图3所示。从图中可以看到电路的频率很接近2MHz，达到了电路设计指标。

图3 环形振荡器瞬态仿真结果

3.2 输出电压与纹波验证

电源测试条件为：输入电压3.3V、输出电压预期值为1.8V、占空比D为0.545、负载电阻1.8欧、工作频率2MHz、输出电感1uH、输出电容28nF。瞬态仿真的结果如图4所示。上面是输出电压，下面是电感电流。可以看到DC-DC输出电压是1.8V，纹波电压大小为0.02V，小于5%，达到了设计指标。

图4 瞬态仿真结果

3.3 输入电压范围验证

输入电源范围仿真验证，负载电流选择1A、输出电压Vout=1.8V时，将电源电压从2.3到4V内变化，监视输出电压变化情况。从图5仿真波形来看，当输入电压在2.3到4V范围内变化时，输出电压一直稳定在1.8V，说明电路达到了设计指标中的输入电压范围。

3.4 负载调整率验证

电源的负载调整率如图6所示，当负载电流从0.5A突变到1.1A时以及再突变回0.5A的过程中，输出电压变化不超过0.3V，而且仅用了0.4ms就稳定在了1.8V，负载调整率为0.8%，其瞬态响应速度比较理想。

图5 输入电压范围扫描

图6 负载调整率验证结果

图7 开关电源线性调整率仿真

图8 开关电源转换效率

3.5 线性调整率

固定负载电流为1A，将电源电压3.3V在5us内变化至4V，经历一段时间后在5us内又变化至3.3V，监视输出电压的纹波。图7为线性调整率结果，从上往下依次是输出电压、输入电压、输出电流。可以看到，无论是输入电压突然增大还是减小，输出电压和电流都能很快地调整到额定值，且抖动量都（下转第106页）（上接第103页）很小，经测量，其线性调整率为0.7%，达到预期指标。

3.6 效率曲线

本文设计的开关电源采用了电流型同步整流的方式，同时运用了脉宽-跳周期双模调制的方法，提高了轻载的效率，其效率曲线如图7所示。结果表明，当负载从70mA-1A变化时电源转换效率达到65%-95.2%。

4.结束语

全文完整地叙述了开关电源从建模到电路实现的设计流程。运用Matlab仿真工具，从电流环路增益以及控制到输出传递函数波特图这两种角度简单地得到了系统需要的补偿斜率;提出了脉宽与跳周期相结合提高轻载效率的方法。仿真结果表明电源各项指标都比较好，为工程人员进行开关电源设计提供了参考依据。

参考文献

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[3]Su J-H，Jiann-Jong C，Dong-Shiuh W.Learning feedback controller design of switching converters via MATLAB/SIMULINK[J].Education，IEEE Transactions on.2002，45（4）：307-315.

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[6]黄雷，彭达洲.新型双管正激式开关电源建模与设计研究[J].电源技术，2012，36（6）：69-72.

篇10

关键词：开关电源 降压输出 升压输出

中图分类号：TN86 文献标识码：A 文章编号：1007-9416（2016）10-0189-02

1 引言

随着电子产品的进步和发展，各种电子产品逐渐进入了人们的生活，而生活中形形的电子产品免不了供电系统的支持，而本产品就是为了电子元器件的各种应用而设计完成。

2 系统应用支撑

LM3481是一款输入电压在2.96V～48V，输出电压在1.275V～300V，最大电流为20A的高性能控制器。被广泛应用于汽车启动―停止、笔记本电脑、机顶盒等电路中。所以此系统可以用于DC 5V供电电源。

3 系统方案

使用LM3481芯片实现在不同电压输入条件下的电压稳定输出。该LM3481器件是开关稳压器通用的低端N-FET高性能控制器。该设备适用于拓扑结构需要一个低边场效应管，如升压，反激式，SEPIC等使用。LM3481装置可在非常高开关频率下工作，LM3481可以通过使用一个外部电阻或通过将其同步至外部时钟被调整到100kHz至1MHz之间的任何值。其输入电压范围在2.97V～48V左右，具有较宽的输入范围，同时其最大输出电流为20A，可满足大部分电子元器件的需求。

4 系统硬件设计

本作品是利用WEBENCH进行的电源设计，设计过程如下：

（1）在WEBENCH Designer 页面输入设计电源的供电要求、输入电压最小值和最大值、输出电压、输出电流和环境温度，然后点击“开始设计”。

（2）之后WEBENCH会给出设计方案，在给出的各个设计方案中根据各个参数选择最符合自己要求的核心芯片，其中可以利用WEBENCH工具的x型、仿真和优化工具帮助自己选择合适的芯片，经过自己的比较分析，我所选用的芯片是LM3481。

（3）选定LM3481，点击“开始设计”， WEBENCH会给出基于芯片LM3481的相关设计，例如：图表、原理图、工作数值、元件清单等等。据此进行自己的电路设计和制作。如图1所示。

（4）已知电源的原理图，在Altium Designer10软件中画出设计电路的原理图和PCB图，如图2、图3所示。

5 仿真结果分析

根据WEBENCH自身的功能，我们进行了对本设计的效率等的仿真如图4～图5所示。

6 实验总结与体会

本次项目，通过WEBENCH网络设计软件设计了一款基于LM3481芯片的DC-DC开关电源。通过在线软件WEBENCH的帮助，成功实现了LM3481电路图，仿真等一系列功能。同时设计的基于LM3481的DC―DC开关电源电路设计简单，性价比高，可靠性好，因此具有较好的应用前景。

参考文献

[1]童诗白，华成英.模拟电子技术基础（第四版）[M].北京：高等教育出版社，2003.

[2]王兆安，刘进军.电力电子技术（第5版）[M].北京：机械工业出版社，2009.

[3]普利斯曼，比德斯，莫瑞.王志强 译.开关电源设计[M].电子工业出版社，2010.

收稿日期：2016-08-12