开关电源芯片范文

导语：如何才能写好一篇开关电源芯片，这就需要搜集整理更多的资料和文献，欢迎阅读由公务员之家整理的十篇范文，供你借鉴。

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摘要：本文设计了一种应用于AC/DC开关电源芯片的片内电源电路。该电路输入电压范围110V～220V，输出电压稳定在约5.8V。本电路仅在开关电源芯片中功率开关关断的半周期，通过高压JFET抽取外部电源电能给储能电容充电，来维持输出电压的稳定，具有输入电压范围广，电路结构简单的特点。通过HSPICE仿真实验，取得预期的效果。

关键词：片内电源；AC/DC开关电源；低功耗

片内电源电路是集成在半导体芯片内部的电源模块。其作用主要是从外部电源(例如220V市电)中获取电能，并把能量转化芯片内部其它模块可接受的稳定直流电平，给内部其它模块供电。目前，片内电源在纹波幅度、调整范围、功耗等技术指标上还不能达到外部电源的水平，但是，片内电源具有设计指标灵活、成本低廉、可集成等外部电源不可比拟的优势。因此，片内电源将会成为未来电源的另一个发展方向。

1电路结构及功能分析

如上图1所示，是本文设计的应用于AC/DC开关电源芯片的片内电源电路整体结构。Vin为片内电源电路的输入端口，220V的交流电源经过半桥整流滤波后通过此端口输入。BP为片内电源电路的输出端口，输出一恒定电压Vout为AC/DC开关电源芯片的其它子模块供电。Gate为AC/DC开关电源芯片中功率MOSFET栅驱动信号，为高时功率MOSFET导通，为低关断。输入检测信号为本片内电源电路的欠压保护信号，当Vin低于110V时片内电源停止工作对开关电源芯片进行保护。

在AC/DC开关电源芯片工作过程中，每个时钟周期对片内电源模块输出电压Vout进行检测，如果输出电压低于设计要求，并且开关电源芯片其它保护模块输出正常的情况下，在Gate为低的半周期对输出端电容C0充电，直到输出电压满足设计要求，停止充电，从而使输出电压保持恒定。本功能由上图1所示的充电控制部分和模拟充电部分来实现。充电控制部分包括：输出电压检测模块，数字逻辑控制模块。模拟充电模块包括高压JFET，MN1，MN2，电阻R0，储能电容C0。

充电控制模块是本电路设计的重点难点，其具体设计过程如下：

1.1输出电压检测模块的设计

输出电压检测模块电路如下图2所示，BP端输出电压Vout经过电阻网络分压后产生3路输出D1，D2，D3，这三路输出分别输入到COM2，COM1，COM3三路比较器中，与基准电压进行比较。COM1输出欠压信号A5，欠压为高，不欠压为低。COM2输出过压信号A6，过压为高，不过压为低。COM3的输出控制泄流支路，当Vout (BP电压)高于7V时，给电容C0提供一条泄流通路，使BP电压低于7V，对电路进行保护。

1.2数字逻辑控制模块的设计

数字逻辑控制模块电路如下图3所示，A5，A6为输出电压检测模块对BP端口电压检测后输出的欠压信号，过压信号；A7为A5，A6经过寄存器后产生的中间信号，X1为输入电压的检测信号，正常为低，当输入电压过低(X1为高)时，片内电源停止工作对开关电源芯片进行保护。

Gate为AC/DC开关电源芯片中功率管的栅控制信号，本片内供电模块仅在功率管关断的时间进行充电。Regulator为过压欠压逻辑单元模块的输出信号，它来控制模拟充电部分对储能电容充电。片内电源在从上电到系统稳定需要经过以下三种工作状态：

① 状态1：储能电容电压Vout低于4.8V。

过压欠压电路的输出A5=1，A6=0。

经过RS触发器，得出A7=1，上支路的输出为1。

于是Regulator信号输出由上支路决定，始终为0。储能电容从0充电会一直充至4.8V而不受各内部信号的影响。

② 状态2：储能电容电压Vout充至略大于4.8V。

过压欠压电路的输出A5，A6由状态1的10转换成00。此时RS触发器为保持状态，于是A7保持为1，上支路的输出由1变为0。此时Regulator由下支路决定，若X1=1(输入电压Vin过低)，Regulator=1(不充电)；若X1=0(输入电压Vin正常)，则Regulator由Gate信号决定。所以储能电容达到4.8V后，若X1信号为1，储能电容将不再充电。若X1信号为0，储能电容在功率管关断周期充电，可充至5.8V。

③ 状态3：储能电容电压由Vout由继续升高，大于5.8V时。

当状态2最后一种情况Regulator由Gate决定，Vout充电至大于5.8V时。过压欠压电路的输出A5，A6由状态2的00转换成01。经过RS触发器A7信号要改变为0，下支路A7与X1的与非使得X1对Regulator无影响。A6经过反向器后的0信号使得Gate对Regulator也没有了影响。此时Regulator输出完全由A5，A6，A7来决定，输出为1(不充电)，直到储能电容的电压回落至5.8V以下。

2仿真结果

仿真条件：本文采用CSMC 700V BCD工艺库和HSPICE进行仿真，Vin电压从0V上升到300V，然后维持稳定。

仿真结果如右图4所示：当Vin从0V上升到300V的过程中，A5，A6状态从10转换到00再转换到01，当芯片稳定工作时其在00，01之间转换从而维持输出稳定在5.8V，达到设计要求。

3结束语

本文设计了一种新型的片内电源电路，具有功耗低，输入电压范围广，电路结构简单等特点。适用于各种开关电源芯片进行片内供电。通过电路仿真，本电路设计满足设计要求。

参考文献

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[6]“全球电源管理IC的发展趋势” 中国电源信息网

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安森美半导体公司(ON Semiconductor)研制的电源管理芯片NCP101X系列分为NCP1010、NCP1011、NCP1012、NCP1013和NCP1014等型号,常被用于小功率AC-DC转换电路。近年来,一些品牌的数字卫星接收机采用了以P1014AP10为核心元件的开关电源电路,如:Glomax系列和诺普斯系列的一些机型等。P1014AP10电源管理芯片引脚功能为:①脚为电源端,②、③、⑦、⑧脚为接地端,④脚为反馈输入端,⑤脚接内部场效应开关管的漏极。现以Glomax 5066型数字卫星接收机开关电源为例,分析其工作原理。 (如图为Glomax 5066型数字卫星接收机开关电源原理图)。

由于P1014AP10工作频率最高可达130KHz,因而简化了变压器设计工艺,不必采用体积大、成本高的开关变压器,P1014AP10的工作频率经抖动处理后有效地降低了电磁干扰,完全可以省略开关电源交流输入电路中的抗干扰电路,这也是由P1014AP10构成的开关电源电路与其他类型开关电源电路的不同之处。接通交流电源,220V交流市电经过DY1-DY4组成的桥式整流和CY1滤波电路得到约300V直流电压。该电压经开关变压器初级绕组加至UY1(P1014AP10)⑤脚,P1014AP10内部的启动电路、振荡电路得电后开始工作,振荡电路产生的振荡信号通过驱动电路使P1014AP10芯片内部开关管工作在开关状态,变压器初级绕组上产生感应电压,由于绕组间的电磁耦合,反馈绕组产生的感应电压经DY5整流、RY1、CY2组成的RC滤波电路得到的直流电压加到P1014AP10①脚,P1014AP10得到工作电源,取代内部的启动电路,维持开关电源的正常工作。CY8、RY3、DY6构成尖峰吸收保护电路,对开关变压器因漏感产生的尖峰电压进行钳位吸收,以保护P1014AP10内部开关管不被击穿。

开关电源的稳压调节电路由光电耦合器UY2(PC817B)、电压比较放大器UY3(YW431)及电路元件组成,次级3.3V组电源电压作为调节的取样电压。当由于某种原因引起输出电压升高时,RY7、RY6分压处的电压值随之升高,取样电路把这一升高的变化量送到电压比较放大器YW431的控制端R,控制端R的电压也会随着升高,使YW431的K端电压下降,变化的电压通过PC817B反馈到P1014AP10芯片的④脚,经过P1014AP10内部调整,使输出电压降低,达到稳定输出电压的目的。当输出电压降低时,稳压控制与上述过程相反。

Glomax 5066型数字卫星接收机开关电源提供3.3V、20V两组电源,其中3.3V组电源为主芯片、存储芯片等提供工作电压,20V组电源为极化切换电路和声音功放电路等提供电压。■

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开关电源在整个控制电源系统中属于一个控制核心，目前，其在生产生活中的应用已经越来越广泛，实现了普及。近年来，能源慢慢走向枯竭，大家开始提出绿色节能的理念，希望在该理念指导下进行能源利用，这也给电源行业带来了新的变革。

 

一、开关电源技术的高频化发展

 

20世纪70年代以后，系统电力电子理论开始确立，给开关电源技术发展打下了较好的理论基础。开关电源开始应用阶段，其开关频率相对较低，可靠性有待提高，且表现出功率密度低等不足。面对这种情况，开关稳压电源设计也不断进行改善，不断缩小其具体体积以及实际重量，尽可能地减少其功耗，促进其功率的大幅提高，获得更好的工作可靠性，为其实际使用以及维护提供了更大的集成化可能。现阶段，现代开关电源技术在发展上呈现出高频化趋势。

 

电子装置要想实现小型化发展，逐步走向轻量化道路，首先必须要实现电源小型化，因为电源在整个电子装置中占据着重要地位，开关电源要想实现小型化，第一步就是要促使开关电源走向高频化。开关电源只有不断提高其工作频率，才能够有效减少高频变压器实际体积，并且为滤波电容实际体积的缩小提供可能，尽可能增加其功率密度，保证其动态响应进一步优化。然而，高频化过程中也存在一些不可避免的问题，开关具体频率提升之后，其功率开关元件在实际损耗上会出现增加，无源元件也会出现更严重的损耗，导致高频电磁出现干扰现象。

 

二、开关电源技术的软开关技术

 

现代电力电子技术发展应用过程中，软开关变换器属于一大热点。因为传统开关电源选择的是硬开关技术，其在导通以及关断时会出现较明显的电压，引发较大幅度的电流变化，导致大量电磁干扰的出现，造成开关管寿命出现减小。开关损耗情况会因为工作频率的变化而发生变化，如果工作频率出现增加，其损耗也会随之变多，而开关电源内部的各种元件也会随之出现较严重的损耗。硬开关技术无法满足越来越高的开关技术发展需要，不利于促进开关电源的小型化发展，也不利于促使开关电源更好地实现高频化。因此，我们必须要不断完善频率调控策略，通过这种方式优化功率管实际开关条件，这就要求发展软开关技术。软开关技术的在开关通讯电源电路设计中的应用能够促进开关稳压电源整体性能的提升，提高其具体工作频率，加快其转换效率，从而更好地促进输出电流的增加，同时减少电磁干扰。

 

三、传统高频开关电源结构

 

传统高频开关电源在具体结构上如图1所示。根据图1我们可以知道，传统高频开关电源除了包括滤波整流电路、高频变换器以及输出整流滤波电路外，采样及控制电路、辅助电源电力以及硬件保护电路均属于其重要构成部分。现阶段，国外相当一部分大功率开关电源均选择源功率因数校正技术进行应用，针对开关电源进行输入处理的过程中专门设计相应的有功率因数校正电路板。针对生产生活中的电源产品，高频开关电源对附近设备会产生一定的电磁干扰。另外，为了促进功率因数的增加，尽量避免开关电源输入电流发生畸变，以免干扰电网运行，应在电网以及开关电源输入之间加用功率因数校正技术。功率因数校正电路的应用不但能够促进开关电源在输入功率因数方面得到提高，而且能够实现对本机干扰信号的有效阻止，以免其干扰整个电网运行。

 

四、数字开关通信电源电路及其实现

 

传统开关电源由于工作原理以及控制方式等方面存在缺陷，其功能相对比较单一，针对开关电源具体控制，选择模拟调节的方式来开展，这种做法会导致开关电源产品无法在新应用领域进一步推广。数字开关电源在应用过程经数字控制的方式来针对开关电源的输出调节功能进行控制，并且控制其软启动停止等操作。开关电源具体工作实际上就是功率器件针对控制脉冲进行调制的过程，在此过程中，功率管脉冲对于控制信号的调制属于重中之重。综合分析脉冲调制信号在实际产生方式上的差异，可以将数字开关电源具体实现方式划分为两种模式，第一种是直接控制模式，第二种是间接控制模式。直接控制模式主要是借助微处理器针对软件方式的驱动脉冲进行输出，而主控制其按照输出的AD采样值，借助相应的软件措施针对控制脉冲开展调制处理。另外主控制器必须要针对不同的检测电路进行实时观察，了解电源的具体工作状态，同时促进软件以及硬件的有效结合，实现对电路的有效保护。直接控制在具体实现方式上相对比较灵活，该模式能够在各种控制策略下进行应用，然而，直接控制模式仍存在一些缺陷和不足，表现在以下几个方面：

 

其一，直接控制对于主控芯片具备极高的性能要求，其脉宽调制波相对比较复杂，必须要通过高级定时器发挥相应功能，并通过各种复杂的中断程序来做支撑，才能够实现应用。

 

其二，其定时器中断相对较频繁，导致程序在具体执行效率上无法得到提高，造成系统可扩展性处于较低水平。

 

其三，微控制器针对电平进行输出的过程中无法实现对功率开关管的直接驱动，而必须要通过控制信号电平完成转换。

 

其四，硬件保护在具体实现上相对较复杂，不利于提高系统的运行可靠性。

 

与直接控制模式相对应的是间接控制模式，该模式针对反馈电路以及控制电路开展模拟电路设计，脉冲调制模块通过专用集成数字电源芯片开展相关调制工作。脉冲调制模块可以综合分析控制系统相关给定信号，研究具体的输出采样电路反馈信号，将两者进行有效比价，同时实现对控制脉冲的自动化调制，通过这种方式促进主电路的自动闭环运行。

 

近年来，开关电源芯片不断走向集成化发展道路，专用开关电源控制芯片一般具备软启动功能，电路保护功能以及故障检测功能，能够进一步提高系统可靠程度。此外，集成化能够为微处理器创造控制接口，有利于实现对开关电源的有效控制，进一步拓展其具体功能。在集成化模式下，控制电路通常需要针对数字进行给定，负责控制软启动停止，并且需要完成数据采集、数据显示以及开关电源通信等任务。采用间接控制模式时，其反馈回路的具体设计情况直接影响电源产品的实际功能以及整体性能状况。站在产品维护性视角上看，实际高频开关电源产品中大部分选择间接控制模式进行应用，而直接控制模式一般应用在对不同控制策略的探索以及研究过程中。

 

因为开关电源的高频率，其余开关电源的控制技术也慢慢走向数字化方向，数字式开关通信电源一般采用间接控制模式，其反馈回路的具体设计情况直接影响电源产品的实际功能以及整体性能状况。本次研究中采用的数字式开关通信电源在工作频率上为200kHz，交流输入电压为(AC220V、AC110V);直流输出电压(DC48V、DC24V、DC15V、DC12V、DC5V)。间接控制模式下的数字式智能型开关通信电源在具体结构上如图2所示。该结构中，硬件电路除了包括主功率板、控制板以及隔离驱动板之外，还包括反馈信号以及保护信号电路。因为市面上并不一定可以找到合适的大功率磁芯，该结构中主电路高频变压器选择4个小型高频变压器进行应用，通过原边串联副边并联的模式来满足大电流在输出方面的具体设计要求。该结构图中，TV代表着霍尔电压传感器，TA则代表着电流传感器，主要针对主电路输入电流、高频变压器副边整流电流以及总输出电压等开展检测工作，本电源选择PT100热敏电阻针对IGBT的具体温度进行检测。

 

该电源系统中，选择STM32F 103ZET6 芯片作为主控制其的芯片，借助多通道高速AD转换器实现对传感器输出信号的有效采样。采样结果能够发挥良好的电路保护作用。用户可以借助触摸以及计算机实现对输出的具体设定，针对输出反馈信号以及用户给定信号两者间开展对比，获取偏差信号，通过选择增量式数字PI调节器算法开展相关调节工作。针对控制量，经过STM32片的DAC将其输出到UCC3895的误差放大器同向输入端中。UCC3895专用电源芯片综合分析误差放大器实际输入信号，实现对脉冲宽度的自动化调整，通过这种方式针对输出电压电流进行自动化闭环调节处理。输出总电流检测信号连接UCC3895电流传感端CS，为电源主电路开关管提供良好的过流保护。如果发现紧急情况，电源主控制器可以针对UCC3895的SS/DISS管脚进行灵活控制，促使其实现软停止，从而为开关电源提供有效保护。

 

总而言之，传统开关电源在成本上相对较低，技术相对较成熟，开放周期相对较短，但是其在状态显示方面相对较弱，不具备通信功能或者通信功能较差，输出范围有待加大。本次研究中设计的数字式智能型高频开关通信电源能够克服传统的上述劣势，充分显示了软开关技术以及高频开关技术在开关发展过程中的积极作用，实践证明，该开关通信电路在可行性上相对较高，能够促进开关电源高效、安全地工作，值得推广应用。

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关键词：直流稳压电源 线性电源 开关电源 基本类型

一、线性直流稳压电源

（一）晶体管串联式直流稳压电源。其在线性放大状态工作，具备反应快，电压稳定度高，负载稳定度高，输出纹波电压小，噪声较小等特点。针对电路技术而言，其控制电路使用元件较少。针对调整管的开关特性，滤波器的高频性能等要求较少，因此可靠性较高。其最大缺点是工作效率较低。只能通过降低调整管上的压降，减少调整管上的损耗来提高效率。具体解决策略为：一是PNP和NPN晶体管互补：串联式稳压电源输出电源电流较大时，通常调整管都要接成共集电极的达林顿组合管。因为在晶体管电参数相同情况下在保持电流放大倍数相等的情况下，互补连接的组合调整管的集射极压降减少了，因而电源的效率得到提高；二是偏置法：一般共集电极组合管集射间的压降一定程度上取决偏置电流。采用偏置连接法当输出电流一定时可以有效的提高电源效率；三是开关稳压器作前置予调节：在输入-输出电压差比较大，输出电流也比较大的场合，采用开关稳压器作串联式稳压器的前置予调节也是提高电源效率的有效办法。开关予调节还可以设置在电源变压器的原边。

（二）集成线性稳压器。集成稳压器在早期市场上应用较多，产量较大，主要分为半导体单片式集成稳压器、混合式集成稳压器两类。两类集成稳压器的电路形式、封装、电压、电流规格各不相同。集成稳压器分为定电压、可调、跟踪、浮动集成稳压器多种。然而无论何种形式，其大都由基准电压源、比较放大器、调整元件即功率晶体三极管和某种形式的限流电路组成。部分集成稳压器内部还有逻辑关闭电路和热截止电路。集成稳压器与由分立元件组成的稳压器比较，集成稳压器的优点非常明显，成本低，体积小，使用方便，性能好，可靠性高。

（三）恒流源网络稳压电源。恒流网络稳压是串联稳压电源的基本特点之一，其能够有效提高电源稳定性，在集成稳压器中应用较为广泛。分立元件组成的串联稳压器大都应用了恒流技术。应用晶体管场效应管与恒流二极管等元件能够实现恒流。恒流二极管在分立元件的串联稳压器中应用较为便利。

二、开关直流稳压电源

开关直流稳压电源主要指功率调整元件以“开、关”方式工作的直流稳压电源。早期的磁放大器开关直流稳压电源是利用铁芯的“饱和”、“非饱和”两种状态进行“开、关”控制，是一种低频磁放大器。此期间出现的可控硅相控整流稳压电源也属于开关直流稳压电源。之后，高频开关功率变换技术得以迅猛发展，出现了变换器方式的高频开关直流稳压电源。

（一）去除工频变压器。去除工频电源变压器而采用直接从电网整流输入方式，是开关电源减少体积和重量的重要举措之一。去除工频变压器已成为当代先进开关电源的基本特点。无工频变压器的开关电源与各种有工频变压器的直流稳压电源相比，其具有体积小、重量轻、效率高等优点。开关电源的电路形式已实现多种多样。从调制技术来看，其包括脉宽调制型、频率调制型、混合调制型几类，其中脉宽调制占绝大多数。目前出现了完全无变压器的开关电源，即连高频变换器都不需要。这种电源的最大特点是体积还可比现在的无工频变压器开关电源小的多，而且没有绕制的变压器等器件，能够集成电路工艺制作。

（二）提高开关电源频率。现代开关电源的最显著特点是开关频率不断提高，无论是晶体管开关电源、可控硅开关电源、场效应管开关电源，均在实现向高频化方向发展。随着功率IGBT和MOSFET的出现，开关电源的工作频率已从早期典型的20KHz逐步提高到兆赫范围甚至G赫范围。

（三）控制电路实现集成。早期开关电源的控制电路由分立元件构成，电路设计和调试维修都较为复杂，不利于开关电源的推广应用。为了适应开关电源的迅速发展，集成化的开关电源控制电路被研制成功，而且功能日益完善。开关电源控制电路集成化，极大地简化了开关电源的设计，提高了开关电源的电性能和可靠性，并且具有体积小、成本低等优点。

（四）关键元器件高频化。为适应开关电源快速发展需要，开关电源应用的主要元器件也在快速发展，高频化是其基本目标。开关电源中的开关元件-功率晶体管、可控硅、场效应管等均在提高工作频率上发挥着重要作用。特别是功率管IGBT复合管，MOSFET场效应管的出现，最为引人注目，其不仅把开关频率提高到1MHz-lGHz，并且具有开关特性好、驱动功率小、不存在二次击穿、避免热奔等特殊优点。此外，大电流肖特基势垒的出现极大地改善了低电压电流开关电源的整流效率，其具有开关速度快、反向恢复时间短，正向压降地等优点。在滤波过程中，电容器等器件也要在材料、结构工艺诸方面进行研制，以适应开关电源高频化需求。

（五）实现全数字化控制。开关电源的控制已从模拟控制，模数混合控制，发展为全数字控制阶段。全数字控制是未来的发展趋势所在，并且已在许多功率变换设备中得到广泛应用。然而，过去数字控制在DC/DC变换器中应用较少。近年来，开关电源的高性能全数字控制芯片已经逐步开发应用，欧美已有多家公司开发并制造出开关变换器的数字控制芯片及软件。全数字控制数字信号与混合模数信号相比能够标定更小量，芯片价格较低；针对电流检测误差能够实现精确数字校正，电压检测更为精准；能够实现快速灵活的控制设计等。

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关键词： 开关电源； 单端反激； 高频变压器； 双反馈

中图分类号： TN702?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2013）14?0162?04

Design of multi?channel switching power supply with single?ended flyback

HU Zhi?qiang 1， WANG Gai?yun1， WANG Yuan 2

（1. Guilin University of Electronic Technology， Guilin 541004， China；2. Shandong Huayu Vocational College， Dezhou 253034， China）

Abstract： A TOP223Y?based switching power supply with multi?channel output single?end flyback AC/DC module was designed. Peripheral circuits are analyzed by TOP Switch series single?chip switching power supply chip and the feedback system composed of TL431 and PC817A. The AC/DC switching power supply whose voltage stabilization adjusting weight is 0.6 and 0.4 with the outputs of +5V/3A and +12V/1A was designed. The experimental results show that the switching power supply has high efficiency， small ripple， high output accuracy and high stability.

Keywords： switching power supply； single?ended flyback； high?frequency transformer； double feedback

单片开关电源自问世以来，以其效率高，体积小，集成度高，功能稳定等特点迅速在中小功率精密稳压电源领域占据重要地位。美国PI公司的TOPSwitch系列器件即是一种新型三端离线式单片高频开关电源芯片，开关频率fs高达100 kHz，此芯片将PWM控制器、高耐压功率MOSFET、保护电路等高度集成，连接少许器件即可使用[1?2]。本文介绍了一种基于TOP223Y输出为+5 V/3 A，+12 V/1 A的单端反激式开关电源的设计原理和方法。

1 设计原理

开关电源是涉及众多学科的一门应用领域，通过控制功率开关器件的开通与关闭调节脉宽调制占空比达到稳定输出的目的，能够实现AC/DC或者DC/DC转换。

TOP223Y共三个端：控制极C、源极S、漏极D。因只有漏极D用作脉宽调制功率控制输出，故称单端；高频变压器在功率开关导通时只是将能量存储在初级绕组中，起到电感的作用，在功率开关关闭时才将能量传递给次级绕组，起变压作用，故称反激式[1]。

图1 开关电源控制原理框图

电路功能部分主要由输入/输出整流滤波、功率变换、反馈电路组成。工作原理简述为：220 V市电交流经过整流滤波得到直流电压，再经TOP223Y脉宽调制和高频变压器DC?AC变换得到高频矩形波电压，最后经输出整流滤波得到品质优良的直流电压，同时反馈回路通过对输出电压的采样、比较和放大处理，将得到的电流信号输入到TOP223Y的控制端C，控制占空比调节输出，使输出电压稳定。

2 设计要求

设计作为某智能仪器的供电电源，具体的参数要求如下：交流输入电压最小值：VACMIN=85 V；交流输入电压最大值：VACMAX=265 V；输出：U1：+5 V/3 A；U2：+12 V/1 A；输出功率：Po=27 W；偏置电压：VB=12 V；电网频率fL=50 Hz；开关频率fs=100 kHz；纹波电压：小于100 mV；电源效率：η大于80%；损耗分配因数Z为0.5；功率因数为0.5。

3 设计实例

本设计是基于TOP223Y的多路单端反激式开关电源，性能优越，便于集成。电路原理如图2所示，可分为输入保护电路、输入整流滤波电路、钳位保护电路、高频变压器、输出整流滤波电路、反馈回路、控制电路7个部分。

图2 开关电源电路原理图

3.1 输入保护电路

由保险丝F1、热敏电阻RT和压敏电阻RV组成，对输入端进行过电压、过电流保护。

保险丝F1用于当线路出现故障产生过电流时切断电路，保护电路元器件不被损坏，其额定电流IF1按照IF1>2IACRMS选择3 A/250 VAC保险丝，其中IACRMS为原边有效电流值。热敏电阻RT用以吸收开机浪涌电流，避免瞬间电流过大，对整流二极管和保险丝带来冲击，造成损坏，加入热敏电阻可以有效提高电源设计的安全系数，其阻值按照RRT1>0.014VACMAX/IACRMS选择10D?11（10 Ω/2.4 A）。压敏电阻RV能在断开交流输入时提供放电通路，以防止大电流冲击，同时对冲击电压也有较好钳位作用。RV选取MY31?270/3，标称值为220 V。

3.2 输入整流滤波电路

由EMI滤波电路、整流电路、稳压电路组成。

EMI滤波电路针对来自电网噪声干扰。采用由L1，CX1，CX2，CY1，CY2构成典型的Π型滤波器。

CX1和CX2用来滤除来自电网的差模干扰，称为X电容，通常取值100～220 nF，这里取100 μF；CY1和CY2用来滤除来自电网的共模干扰，称为Y电容，通常取值为1～4.7 nF，这里取2.2 nF；同样用来消除共模干扰的共模电感L1的取值8～33 mH，这里取8 mH，采取双线并绕。

输入整流电路选择不可控全波整流桥。整流桥的反向耐压值应大于1.25倍的最大直流输入电压，整流桥的额定电流应大于两倍的交流输入的有效值，计算后选择反向击穿电压为560 V，额定电流为3 A的KBP306整流桥。

在当前的供电条件下，输入储能电容器CIN的值根据输出功率按照2～3 μF/W来取值，考虑余量，取CIN=100 μF/400 V的电解电容。假设整流桥中二极管导通时间为tc=3 ms，可由：

（1）

（2）

得到输入直流电压的最小值和最大值。

3.3 钳位保护电路

当功率开关关断时，由于漏感的影响，高频变压器的初级绕组上会产生反射电压和尖峰电压，这些电压会直接施加在TOPSwitch芯片的漏极上，不加保护极容易使功率开关MOSFET烧坏。加入由R1、C2和VD1组成经典的RCD钳位保护电路，则可以有效地吸收尖峰冲击将漏极电压钳位在200 V左右，保护芯片不受损坏。推荐钳位电阻R1取27 kΩ/2 W，VD1钳位阻断二极管快恢复二极管耐压800 V的FR106，钳位电容选取22 nF/600 V的CBB电容。

3.4 高频变压器

3.4.1 磁芯的选择

磁芯是制造高频变压器的重要组成，设计时合理、正确地选择磁芯材料、参数、结构，对变压器的使用性能和可靠性，将产生至关重要的影响。高频变压器磁芯只工作在磁滞回线的第一象限。在开关管导通时只储存能量，而在截止时向负载传递能量。因为开关频率为100 kHz，属于比较高的类型，所以选择材料时选择在此频率下效率较高的铁氧体，由：

（3）

估算磁芯有效截面积为0.71 cm2，根据计算出的考虑到阈量，查阅磁芯手册，选取EE2825，其磁芯长度A=28 mm，有效截面积SJ=0.869 cm2，有效磁路长度L=5.77 cm，磁芯的等效电感AL=3.3 μH/匝2，骨架宽度Bw=9.60 mm。

3.4.2 初级线圈的参数[3]

（1）最大占空比。根据式（1），代入数据：宽范围输入时，次级反射到初级的反射电压VoR取135 V，查阅TOP223Y数据手册知MOSFET导通时的漏极至源极的电压VDS=10 V，则：

（4）

（2）设置。KRP=，其中IR为初级纹波电流；IP为初级峰值电流；KRP用以表征开关电源的工作模式（连续、非连续）。连续模式时KRP小于1，非连续模式KRP大于1。对于KRP的选取，一般由最小值选起，即当电网入电压为100 VAC/115 VAC或者通用输入时，KRP=0.4；当电网输入电压为230 VAC时，取KRP=0.6。当选取的KRP较小时，可以选用小功率的功率开关，但高频变压器体积相对要大，反之，当选取的KRP较大时，高频变压器体积相对较小，但需要较大功率的功率开关。对于KRP的选取需要根据实际不断调整取最佳。

（3）初级线圈的电流

初级平均输入电流值（单位：A）：

（5）

初级峰值电流值（单位：A）：

（6）

初级脉动（纹波）电流值（单位：A）：

初级有效电流值（均方根值RMS（单位：A））：

（7）

查阅手册，由：

（8）

可知，选取合适。TOPSwitch器件的选择遵循的原则是选择功率容量足够的最小的型号。

（4）变压器初级电感

（9）

（5）气隙长度

（10）

Lg>0.051 mm，参数合适，μy为常数4π×10?7 H/m。

3.4.3 初级次级绕组匝数[4]

当电网电压为230 V和通用输入220 V时：每伏特取0.6匝，即KNS=0.6。由于输出侧采用较大功率的肖特基二极管用作输出整流二极管，因此VD取0.7 V，磁芯的最大工作磁通密度在BM在2 000～3 000 GS范围内。偏置二极管VDB的压降取0.7 V，偏置电压VB取12 V。

初级绕组匝数：

（10）

次级绕组匝数：

（11）

（12）

偏置绕组匝数：

（13）

3.5 输出整流滤波电路

由整流二极管、滤波电容和平波电感组成。将次级绕组的高频方波电压转变成脉动的直流电压，再通过输出滤波电路滤除高频纹波，使输出端获得稳定的直流电压。肖特基二极管正向导通损耗小、反向恢复时问短，在降低反向恢复损耗以及消除输出电压中的纹波方面有明显的性能优势，所以选用肖特基二极管作为整流二极管，参数根据最大反向峰值电压VR选择，同时二极管的额定电流应该至少为最大输出电流的3～5倍。次级绕组的反向峰值电压VSM为：

（14）

（15）

式中：VS为次级绕组的输出电压；VACMAX为输入交流电压最大值，则：

（16）

（17）

则VR1=22 V，VR2=57.1 V，VD2，VD3，VD4均选择MBR1060CT，最大反向电压60 V，最大整流电流10 A。RC串联谐振可以消除尖峰脉冲，防止二极管击穿。

第一级滤波电容的选择由式（18）确定：

（18）

式中：Iout是输出端的额定电流，单位为A；Dmin是在高输入电压和轻载下所估计的最小占空比（估计值为0.3）；V（PK?PK）是最大的输出电压纹波峰峰值，单位为mV。计算得出后考虑阈值C6取100 μF/10 V，C8取220 μF/35 V。

第二级经LC滤波使不满足纹波要求的电压再次滤波。输出滤波电容器不仅要考虑输出纹波电压是否可以满足要求，还要考虑抑制负载电流的变化，在这里可以选择C7取22 μF/10 V，C9取10 μF/35 V。C5取经验值0.1 μF/25 V。输出滤波电感根据经验取2.2～4.7 μH，采用3.3 μH的穿心电感，能主动抑制开关噪声的产生。为减少共模干扰，在输出的地与高压侧的地之间接共模抑制电容C15。

3.6 反馈回路设计

开关电源的反馈电路有四种类型：基本反馈电路、改进型基本反馈电路、配稳压管的光耦反馈电路、配TL431的光耦反馈电路。本设计采用电压调整率精度高的可调式精密并联稳压器TL431加线形光耦PC817A构成反馈回路。

TL431通过电路取样电阻来检测输出电压的变化量ΔU，然后将采样电压送入TL431的输入控制端，与TL431的2.5 V参考电压进行比较，输出电压UK也发生相应变化，从而使线性光电耦合器中的发光二极管工作电流发生线性变化，光电耦合器输出电流。

经过光电耦合器和TL431组成的外部误差放大器，调节TOP223Y控制端C的电流IC，调整占空比D（IC与D成反比），从而使输出电压变化，达到稳定输出电压的目的。

对于电路中的反馈部分，开关电源反馈电路仅从一路输出回路引出反馈信号，其余未加反馈电路。这样，当5 V输出的负载电流发生变化时，定会影响12 V输出的稳定性。

解决方法是给12 V输出也增加反馈电路。另外，电路中C10为TL431的频率补偿电容，可以提高TL431的瞬态频率响应。R5为光电耦合器的限流电阻，R5的大小决定控制环路的增益。电容器C13为软启动电容器，可以消除刚启动电源时芯片产生的电压过冲。

下面主要是确定R4～R8的值：

按照应用要求，对5 V电源要求较高，但也要兼顾12 V电源，权衡反馈量，将R7，R8的反馈权值均设置为0.6，0.4，各个输出的稳定性均得到保障和提高。

只有5 V输出有反馈时，如R4，R7取值均为10 kΩ，此时电流=250 μA，分权后，R7分得150 μA、R8分得150 μA。根据TL431的特性知，Vo，VREF，R7，R8，R4之间存在以下关系：

（19）

（20）

式中：VREF为TL431参考端电压，为2.5 V；Vo为TL431输出电压。根据电流分配关系得（单位：kΩ）：

（21）

（22）

又由电路可知 ：

（23）

式中：VF 为光耦二极管的正向压降，由PC817技术手册知，典型值为1.2 V。先取R5=390 Ω，可得R6=139 Ω，取标称值150 Ω。

3.7 控制回路

由电容C7和电阻R12串联组成。C9用来滤除控制端的尖峰电压并决定自动重启动时序，并和R12一起设定控制环路的主极点为反馈控制回路进行环路补偿。由数据手册知，C9选择47 μF/25 V的电解电容，当C9 =47 μF时，自动重启频率为1.2 Hz，即每隔0.83 s检测一次调节失控故障是否已经被排除，若确认已被排除，就自动重启开关电源恢复正常工作[1]。R12取6.2 Ω。

4 实验结果及分析

根据以上的设计方法和规范，设计出的一种基于TOP223Y双路+5 V/3 A，+12 V/1 A输出的反激式开关电源。在宽范围85～265 VAC的输入范围下对其性能进行了测试，如表1所示。

表1 开关电源输入性能测试数据（部分）

由以上选取的实验数据得出，+5 V/3 A（反馈权重0.6，负载500 Ω）输出的电压调整率为SV = ±0.18%，输出的纹波电压为39 mV，输出的最大电流为3.2 A；

+12 V/1 A（反馈权重0.4，负载750 Ω）输出的电压调整率为SV = ±0. 3%，输出的纹波电压为68 mV，输出的最大电流为1.10 A。

该电源在满载状态时，功率可达27.6 W，最大占空比为0.60， 电源效率为83.1%，开关电源具有良好的性能，满足应用要求。

6 结 语

本开关电源的设计，芯片的高度集成化，电路设计简单。电源的性能通过参数的调节仍有提升的空间。双输出双反馈异权重的设计使开关电源的更加实用灵活，不同的保护电路的设计，使电源的实用更加安全可靠，该电源在实际应用中表现良好。

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篇6

关键词：COOLMOS；PWM;开关电源；功率器件

1主要特点

InfineonTechnologies公司的ICE2A165／265／365系列芯片是新型COOLMOS器件，该器件是PWM控制器和MOSFET开关管组合为一体的功率器件，它的主要特点如下：

FET耐压为650V，导通电阻低；

无需散热器即可输出较大的功率；

具有过、欠压保护、过热保护、过流保护和自恢复功能；

待机状态及空载时能自动降低工作频率，从而降低损耗；

最低工作频率为21．5kHz，可以避免可闻噪声；

电路结构简单，所需外部电路元件少，可大大减少开关电源的体积和重量，提高系统的可靠性。

由于ICE2A165／265／365系列芯片具有以上诸多特点，因而可广泛用于中、低功率的开关稳压电源中。使用该芯片不仅电路组成简单，而且可靠性很高，所以在中、低功率电子设备中有着广泛的应用前景。

2引脚功能

ICE2A165／265／365采用双列直插式结构，其封装形式为DIP－8，现将各管脚功能说明如下：

1脚：软启动设置端，设计者可通过改变电路参数自行设置所需的软启动时间。

2脚：反馈信号输入端，在启动瞬间，通过输出取样电路可控制光耦的输出电流，从而改变反馈信号的大小，进而控制PWM控制器的输出占空比。该器件的最大输出占空比为0．72。

3脚：MOSFET工作电流检测端，该器件可对输出电流的大小进行实时监测，以便在输出电流过大时切断PWM信号的输出，从而实现过流保护。

4、5脚：为MOSFET的漏极。

6脚：空脚。

7脚：内部PWM控制器供电电源端，输入电压范围为＋8．5～＋21V。

8脚：电源地。

345W／15V开关电源的设计

采用COOLMOSICE2A165／265／365组成的开关电源的原理电路如图1所示。该电路的设计要求是：

输入电压：AC85V～AC265V50Hz；

输出电压：＋8V～＋15V；

输出电流：3．0A。

下面根据设计要求，给出图1所示电路的主要元件的设计方法。

3．1电流检测电阻的选择

根据设计要求，如选择ICE2A365为核心控制器件，可通过将COOLMOS器件设定在输出功率的上限，然后通过取样电阻R7设定电流的最大值。由于R7接在MOSFET的源极，因而可检测MOSFET的工作电流。由于要求R7Idpeak≤1V，因此，在Idpeak为3．0A时，R7可选在0．33Ω以下。

3．2脉冲变压器的设计要求

脉冲变压器的初级电感（即励磁电感）Lm中的电流与电压的关系近似为：

Im＝U0τ／Lm

式中：U0为初级电感两端的电压；τ为开关脉冲宽度。

图1

由上式可知，脉冲变压器的初级电感值要适当，一般在400μH到600μH之间比较合适。输出功率较大时可取低一些；反之则应取高点。在反激式电路中，磁芯应加气隙，以调整脉冲变压器的初级电感，同时应注意变压器的绕组排列，以尽量减少漏感，避免造成对MOSFET过大的应力。

3．3次级电路的设计

次级电路主要是选择整流管和滤波电容。整流管应根据输出电流和电压来选择，一般在低输出电压情况下，可采用肖特基二极管，而输出电压较高时，则需要采用快恢复二极管。当开关频率较高时，应采用超快恢复二极管作整流管，以减小其反向电流对初级的影响。

滤波电容E4的容量应满足输出电压纹波的要求，L6及E5应能有效滤除开关所产生的噪声。

3．4反馈调整电路的设计

反馈调整电路由光耦和可调三端稳压器TL431组成。在启动瞬间，通过输出取样电路可以控制光耦的输出电流，从而改变反馈信号的大小，同时控制PWM控制器的输出占空比，以确保电源在低电网电压和满载启动时达到规定的调整值。用C10、R14组成滞后补偿网络时，其时间常数τ应为1～3ms，若C1选为0．1μF，那么，R14应选择在10～30kΩ。

4设计注意事项

用ICE2A165／265／365设计开关电源时，最主要的问题是不易起振。所以在设计过程中必须注意以下问题：

（1）输出端必须加假负载。因为输出端在空载时，电路不易起振，而当流经假负载的电流超过15mA时，则比较容易启动。

（2）内部PWM控制器的供电电压不能超过16．5V，若超过，则会因易受保护而难以起振。

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关键词：交流抗干扰电路；PFC电路；高压整流滤波；PWM

1引言2计算机电源发展历程

在计算机各部件中最令人注意的就是CPU的频率、内存的大小、硬盘容量，显卡的性能等等。而对于电脑中的一个重要部件电源．却往往总会受到忽略。而事实上，电脑的许多奇怪症状都是由电源引起的。假如我们把计算机比作一个人的话，CPU作为计算机的核心部件起着运算和控制的作用，它相当于我们人类的大脑；而电源作为计算机的动力提供者，完全等价于我们人类的心脏，其重要之处由此可见。所以有必要了解电源内部结构，熟悉电源的工作原理，才能更好地维护好计算机电源，才能从根本上保障公司各部门计算机设备长时间稳定工作。

2计算机电源发展历程

PC／XT_IBM最先推出个人PC／XT机时制定的标准；AT_也是由IBM早期推出PC／AT机时所提出的标准，当时能够提供192W的电力供应；ATX—Intel公司于1995年提出的工业标准。与AT比较主要变化为：

1、取消了AT电源上必备的电源开关而交由主板进行电源开关的控制，增加了一个待机电路为电源主电路和主板提供电压来实现电源唤醒等功能：

2、ATX电源首次引进了+3．3V的电压输出端，与主板的连接接口上也有了明显的改进：ATX12V——支持P4的ATX标准，是目前的主流标准：ATX12V一1．1：在ATX的基础之上增加了4pin的+12V辅助供电线(PIO)为P4处理器供电，改变了各路输出功率分配方式，增强+12V负载能力；ATX12V一1.3：提高了电源效率，增加了对SATA的支持。去掉了一5V输出，增加了+12V的输出能力；ATX12V一2.0：尚未有产品实施的最新规范；电源连接器由20针改为24针，以支持75W的PCIExpress总线．同时取消辅助电源接口；提供另一路+12V输出，直接为4Pin接口供电；WTX—ATX电源的加强版本：尺寸上比ATX电源大。供电能力也比比ATX电源强，常用于服务器和大型电脑；BTX一现有架构的终结者，电源输出要求、接口等支持ATX12V。

3计算机开关电源的工作原理

电源是一种能量转换的设备，它能将220V的交流电转变为计算机需要的低电压强电流的直流电。首先将高电压交流电(220V)通过全桥二极管整流以后成为高电压的脉冲直流电，再经过电容滤波以后成为高压直流电。此时，控制电路控制大功率开关三极管将高压直流电按照一定的高频频率分批送到高频变压器的初级。接着，把从次级线圈输出的降压后的高频低压交流电通过整流滤波转换为能使电脑工作的低电压强电流的直流电。其中，控制电路也是必不可少的部分。它能有效的监控输出端的电压值，并向控制功率开关三极管发出信号控制电压上下调整的幅度。目前的常见产品主要采用脉冲变压器耦合型开关稳压电源，它分为交流抗干扰电路、功率因数校正电路、高压整流滤波电路、开关电路、低压整流滤波电路5个主要部分。

4交流抗干扰电路

为避免电网中的各种干扰信号影响高频率、高精度的计算机系统．防止电源开关电路形成高频扰窜，影响电网中的其他电器等；各种电磁、安规认证都要求开关电源配有抗干扰电路。主要结构为兀型共模、差模滤波电路．由差模扼流电感、差模滤波电容、共模扼流电感、共模滤波电容组成：

5功率因数校正电路

开关电源传统的桥式整流、电容滤波电路令整体负载表现为容性，且使交流输入电流产生严重的波形畸变，向电网注人大量的高次谐波，功率因数仅有0．6左右，对电网和其他电气设备造成严重的谐波污染与干扰。因此，我国在2003年开始实施的CCC中明确要求计算机电源产品带有功率因数校正器(PowerFactorCorrector，即PFC)，功率因数达到0．7以上。PFC电路分为主动式(有源)与被动式(无源)两种：主动式PFC本身就相当于一个开关电源．通过控制芯片驱动开关管对输入电流进行”调制”，令其与电压尽量同步，功率因数接近于1；同时．主动式PFC控制芯片还能够提供辅助供电，驱动电源内部其他芯片以及负担+5VSB输出。主动式PFC功率因数高、+5VSB输出纹波频率高、幅度小，但结构复杂，成本高，仅在一些高端电源中使用。目前采用主动式PFC的计算机电源一般采用升压转换器式设计，电路原理图如下：被动式PFC结构简单，只是针对电源的整体负载特性表现，在交流输人端．抗干扰电路之后串接了一个大电感，强制平衡电源的整体负载特性。被动式PFC采用的电感只需适应50～60Hz的市电频率，带有工频变压器常用的硅钢片铁芯，而非高频率开关变压器所采用的铁氧体磁芯，从外观上非常容易分辨。被动式PFC效果较主动式PFC有一定差距，功率因数一般为0．8左右；但成本低廉，且无需对原有产品设计进行大幅度修改就可以符合CCC要求，是目前主流电源通常采取的方式。

6高压整流滤波电路

目前的各种开关电源高压整流基本都采用全桥式二极管整流，将输人的正弦交流电反向电压翻转，输出连续波峰的“类直流”。再经过电容的滤波，就得到了约300V的“高压直流”。

7开关电路

开关电源的核心部分．主要由精密电压比较芯片、PWM芯片、开关管、驱动变压器、主开关变压器组成。精密电压比较芯片将直流输出部分的反馈电压与基准电压进行比较．PWM芯片根据比较结果通过驱动变压器调整开关管的占空比，进而控制主开关变压器输出给直流部分的能量，实现“稳压”输出。PWM(PulesWidthModulation)即脉宽调制电路，其功能是检测输出直流电压，与基准电压比较，进行放大，控制振荡器的脉冲宽度，从而控制推挽开关电路以保持输出电压的稳定，主要由1CTL494及周围元件组成。使用驱动变压器的目的是为了隔离高压(300V)区与低压区(最高12V)，避免开关管击穿后高压电可能对低压设备造成的危害，也令PWM芯片无需接触高压信号，降低了对元件规格的要求。

冲变压器耦合型开关稳压电源主要的直流(高压到低压)转换方式有5种，其中适合作为计算机电源使用的主要为推挽式与半桥式，而推挽式多用于小型机、UPS等，我们常见的电源产品则基本都采用半桥式变换。

8低压整流滤波电路

经过调制的高压直流成为了低压高频交流，需要经过再次整流滤波才能得到希望的稳定低压直流输出。整流手段与高压整流类似，仍是利用二极管的单向导通性质，将反向波形翻转。为了保证滤波后波形的完整性，要求互相配合实现360。的导通，因此一般采用快速恢复二极管(主要用于+12V整流)或肖特基二极管(主要用于+5V、+3．3V整流)。滤波仍是采用典型的扼流电感配合滤波电容，不过此处的电感不仅为了扼制突变电流，更为重要的作用是像高压滤波部分的电容一样作为储能元件，为输出端提供连续的能量供应。实际产品中高压整流滤波电路、开关电路、低压整流滤波电路是一个整体，虽然原理与前述基本相同，但元件个数、分布方式会有很大变化。例如采用半桥式电压变换的电源就有两个高压滤波电容，每一路直流输出对应两个整流管，各负责半个周期的输出；而采用单端正激式电压变换的电源则只有一个高压滤波电容，每一路直流输出对应两个整流管，工作时间按照开关管占空比分配。其他较为重要的部分还有辅助供电电路与保护电路：辅助供电电路一个小功率的开关电源，交流输入接通后即开始工作。300V直流电被辅助供电开关管调制成为脉冲电流，通过辅助供电变压器输出二路交流电压。一路经整流、三端稳压器稳压，输出为+5VSB，供主板待机所用；另一路经整流滤波，输出辅助+12V电源，供给电源内部的PWM等片工作。主动式PFC具有辅助供电的功能，可以提供+5VSB及电源内部芯片所需电压；故采用主动式PFC的电源可以省略掉辅助供电部分，只使用两个开关变压器。

9保护电路

电源主要的保护措施有7种：

1、输入端过压保护：通过耐压值为270V的压敏电阻实现：

2、输入端过流保护：通过保险丝：

3、输出端过流保护：通过导线反馈，驱动变压器就会相应动作，关断电源的输出；

4、输出端过压保护：当比较器检测到的输出电压与稳压管两端的基准电压偏差较大时，就会对电压进行调整：

5、输出端过载保护：过载保护的机理与过流保护一样，也是通过控制电路和驱动变压器进行的：

6、输出端短路保护：输出端短路时，比较器会侦测到电流的变化，并通过驱动变压器、关断开关管的输出：

7、温度控制：通过温度探头检测电源内部温度，并智能调扇转速，对电源内部温度进行控制；

10电源的好坏对其他部件的影响

CPU对电压就非常敏感，电压稍微高一点就可能烧毁CPU，电压过低则无法启动；而硬盘在电压不足时就无法正常工作，在电压波动大时甚至会划伤盘片，造成无法挽救的物理损害；诸如此类，不一而足。在很多情况下，主机内的配件损坏了，用户只是认为是配件本身的质量问题．而很少考虑可能是电源输出的低压直流电电压不稳所造成的。所以，输出电压的波动范围就是考查电源质量的重要指标之一。目前，一般的电源产品在空载和轻载时的表现都较好(假冒伪劣产品除外)，而重载测验才是烈火试真金的真正考验。

参考文献

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【关键词】功率因数 校正 全桥变换器

随着开关电源的广泛应用，人们对其需求量日益增长，并且对电源许多方面提出了更高的要求。开关电源因具有效率高、重量轻、体积小等显著特点，其应用十分广泛，尤其在高功率方向上已成为当下诸多研究领域的研究热门。

1 功率因数PF和电流总畸变率THD

功率因数的定义，如下式：

由此可以得出：要想提高电源的功率因数，需要最大限度地抑制输入电流的波形畸变，与此同时还必须尽可能地使电流基波与电压基波之间的相位差趋于零。PF与输入电流总畸变率THD有关，它表征了设备输入电流谐波成分的大小，THD越大容易对电网造成污染。

2 改善功率因数的主要方法

2.1 多脉冲整流法

利用变压器对各次谐波电流进行移相，使奇次谐波在变压器次级相互叠加而抵消。

2.2 无源滤波器

在电路的整流器与电容间串联一个滤波电感，或在交流侧接入谐振滤波器，通过增大电流的导通角来提高功率因数。

2.3 有源滤波器

在整流器和负载之间接入一个DC/DC转换器，应用电流反馈技术，使输入端电流的波形跟踪交流输入正弦电压波形，可以使接近正弦波且与交流输入电压同相位，从而使输入端的总谐波畸变THD小于5%。

2.3.1 单级功率因数校正技术

单级功率因数校正技术的基本思想是把PFC级和DC/DC级组合在一起实现输入电流的整形和输出电压的快速调节。

2.3.2 两级功率因数校正技术

两级式功率因数校正是由PFC变换器和DC/DC变换器级联而成，PFC级通常采用升压型变换器实现输入电流的整形，其输出电压为储能电容Cb的电压Vb（中间母线电压），一般稳定在400V左右，Vb通过后级DC/DC变换实现降压，得到所需要的直流输出电压。DC/DC变换器实现了对输出电压的快速稳定调节。PFC控制器能检测线电压波形，使线电流跟踪线电压以获得单位功率因数。两级PFC使输入电流总谐波畸变THD一般小于5%，功率因数可达到0.99或更高。

由于这一校正技术的每级电路可单独分析、设计和控制，所以具有良好的性能，因此这种电路特别适合做分布式电源系统的前置级。

3 各部分电路设计

3.1 输入整流与滤波电路

输入整流电路选择Fairchild Semiconductor公司的整流桥GBPC35-06（600V，35A）。输入滤波电路选择EMI滤波器电路。

3.2 前级PFC电路

前级PFC采用Boost型。主电路由串联在回路中的储能电感L1，开关管VT1及整流二极管VD1、滤波电容C1。

3.3 DC/DC变换器的设计

DC/DC变换器采用全桥变换电路，它由两组双管正激式变换器电路组合而成的。

3.4 前级PFC控制电路设计

前级PFC控制电路选用芯片UC3854A/B，其电路主要包括振荡频率的选取、峰值电流限制电路设计、电流调节器和电压调节器的设计等。

3.5 DC/DC变换器控制电路设计

DC/DC变换器控制电路的脉宽调制控制芯片采用UC3875。通过对两个半桥开关电路的相位进行移相控制，实现半桥功率级的恒频PWM控制，借助开关器件的输出电容充放电，在输出电容放电结束的状态下完成零电压开通。其四个输出端分别驱动的A/B、C/D筛銮疟郏都能单独进行导通延时（即死区时间）的调节控制，在该死区时间里确保下一个导通管的输出电容放电完毕，为即将导通的开关管提供零电压开通条件。

4 仿真结果

4.1 PFC电路的仿真

按照如图1所示仿真电路采用Matlab软件进行仿真。

4.2 DC-DC变换器仿真

DC-DC变换器仿真电路如图2所示。仿真参数设置为：输入电压：385V，输出电压：30V，变压器匝数比：45：6。

仿真结果表明，本文设计的直流开关电源开关管两端的电压具有输出电压稳定精度高、上下脉动的成分大大减小了、功率因数得到了提高，达到了预期设计的要求。

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[4]周智敏，周纪海，纪爱华.开关电源功率因数校正电路设计与应用[M].北京：人民邮电出版社，2004.

[5]路秋生.功率因数校正技术与应用[M].北京：机械工业出版社，2006.

[6]赵同贺.开关电源设计技术与应用实例[M].北京：人民邮电出版社，2007.

[7]赵同贺.新型开关电源典型电路设计与应用[M].北京：机械工业出版社，2010.

篇9

【关键词】数字开关电源；DSP；PD控制

0 引言

数字能够控制电源的开关完成，主要是通过依据数字形式来实现对电源的控制，对电源系统的保护以及用于通信的新型的电源开关技术。此种技术在应用过程中所具备的优良特性，以及对电源的整体控制优点与特点，被广泛的应用于当前社会。并且将电源进行数字化之后使得此开关相较于普通开关，更加的具有灵活适应性，对电源所处的环境具备了实时勘测的能力，从而满足了使用者的多样化需求。数字电源还能够在电源进行自行诊断，以及对电流输出调节方面起到很大的作用，从而减轻整个电源系统的工作量，满足了多样化功能需求。（DSP的控制性能）数字电源开关在使用过程中避免出现类似于传统开关的多样化缺陷问题，提升了整个电源系统的灵活实用性，使得单个的产品更加的可靠。数字控制技术在电子技术此领域已经得到了广泛的应用，（DSP的发展）但是在当前多数电子设备行业中，还没有取得大量的采用，因此数字开关电源的DSP控制具备良好的发展前景。

1 开关电源模拟控制和数字控制的比较

1.1 开关电源模拟控制

通过对电源的开关使用模拟控制，可以使得模拟电源的信号持续不断的发生变化，并且变化发生的时间段以及变化频率都没有限制。9V的电池器件就相当于一个模拟的电源，该电池所输出的电压指的并不是每次输出的电压值都能够达到9V，而是随着不变的多方面因素变化，从而达到9V相近的多样化数值。那么相似的电池在吸收的电流中也不会是固定的数值，通常只是在制造时的数值之间。

电源的电压和电流都可以采用模拟开关进行控制。比如在对收音机的音量进行模拟开关控制的过程中，音量的旋钮变动时，电阻值就会随之增大或者减小，那么经过这个电阻的电流也会随之增加或者减少，以此改变了收音机的音量大小。开关电源使用模拟控制此种方法虽然使用较为简单方便，可是这种方法并不是一直都能够随着社会的不断变化而可行的。此种电源在使用过程中就会由于时间的增加，从而变得越来越难对进行调节。并且严重时还会导致设备发热，产生的噪音也会将电源系统中电流的数值发生改变。

1.2 开关电源数字控制

对开关电源实施数字控制的方法也就是对电源系统内部进行控制处理，也就是将此种控制器对电源的系统内部的数字区域内所采用的电流控制算法。在使用此种控制方法过程中能够对电源系统的两个数值串对脉冲的宽度进行控制，而不是直接使用传统控制方法中的PWM比较器。数字控制的主要过程正是将所有的电源系统模拟参数都转换为数字信号，从而在数字区域内对这些数值进行计算，然后将计算所得数值产生的反应对系统进行控制。从而完成了开关电源的数字控制过程。

那么实现开关电源的数字控制主要有两种方法：其一就是通过单片机对开关电源进行控制，使用单片机的控制技术在当前已经发展相较成熟，并且其设计的基本原理比较容易掌握，这种技术虽然目前在会用中成本投入不高，但是电路系统会较为复杂，使用过程中产生一定的问题；其二就是通过数字信息对开关电源进行控制的方法，此种方法在使用过程中能够将整个电源的电路进行简化，从而加快控制算法的速度，实现对电源开关的控制，以及电路的整体精度和性能。

2 基于DSP芯片的数字开关电源控制

2.1 数字控制电源系统的特点

此种控制技术的特点之一就是通过数字信号处理器DSP或者单片机作为控制系统的主要核心，从而实现数字控制电源系统的智能化结构。其次就是此种技术是通过对电源系统的数字进行整合，从而使得电源开关系统中的各个组件和数字进行组合优化效果。然后就是使用过程中能够完成高集成度，从而实现了电源系统的多样芯片集成效果，充分的发挥了数字对电源进行控制时的各个组间作用，以及信号处理设备和控制器的优点，从而促进数字控制电源系统的技术发展。

2.2 数字控制电源系统的发展

此种技术在应用过程中能够在使用过程中将电源的负载值保持在固定的应用之间，使得电源系统一直运行在高频率的状态，比如电源系统的功率矫正、电源的非中断情况、多个电池以及电机控制情况之下。除此之外，此种方法还可以应用于多个可以对其配置的PWM内核及其控制作用中，对电源系统实施诊断作用，以及在接口构造电路结构的PDA或者PMU等应用。在运行中对电源系统中的子电路实施控制，也可以将电流的运行状态转换为最适用的方法，从而更加的节能。因此数字电源控制具备了更好的发展前景。

【参考文献】

[1]王仲根.基于DSP的推挽正激DC/DC变换器的设计[J].电源技术.2013（04）.

[2]佘致廷，张红梅，曹达，余立.新型半桥式DC-DC软开关逆变焊机的数字化控制[J].电源技术.2013（01）.

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关键词：混合动力；开关电源；单端反激

中图分类号：TP211+.4 文献标识码：A 文章编号：1005-2550（2017）03-0030-04

Design of Power Supply for an Automotive IGBT Drive

YANG Xian-guo， ZHANG Hong-xia， PENG Jin-cheng， ZHAO Wei

（ Dongfeng Motor Corporation Technical Center， Wuhan430058， China ）

Abstract： This paper introduce a single-end flyback converter with multiplexed output for IGBT drive. The design process and the specific of the circuit are introduce. The test indicates that this power has outstanding reliability， stability and lower ripple. This power fully comply with the requirements of the automotive IGBT driver.

Key Words： hybrid power； switching power supply； single-end flyback converter

引言

IGBT是目前混合恿ζ车高压混合动力系统中必须采用功率开关器件。IGBT栅极驱动对电压要求极为苛引 言刻，而汽车电气环境较为复杂。所以电源需要在宽电压环境中工作，且输入与输出必须隔离开来，必须具有高可靠性和高稳定性。单端反激式开关电源具有体积小、重量轻、效率高、结构简单等优点，非常适合用于设计功率器件的驱动电电源。

开关电源控制电路分为电流控制型和电压控制型。电压控制型控制电路是一个单闭环控制系统，控制过程中电源的电感电流未参与控制，是一个独立变量，开关变换器为有条件稳定二阶系统。电流控制型控制电路是一个电流、电压双闭环控制系统，电感电流不是一个独立的变量，开关变换器为一阶无条件的稳定系统，从而可以得到更大的开环增益和完善的小信号、大信号特征。为此本文选择流控型芯片LM3478设计了一款车载IGBT驱动电源。主要技术参数：输入8-16V直流，输出：4路输出（每路28V/0.16A），工作频率100KHz，输出纹波小于1%。

1 主电设计

1.1 主电路拓扑

主电路拓扑如图1所示。主电路采用单端反激式变换电路，+12V为电池直流经电源预处理后的输出电压，作为开关电源输入电压。开关电源分四路输出提供给IGBT驱动电路。

1.2 电源预处理电路设计

电源预处理电路如图2，是外部电源与内部电路的链接部分，它承担着减轻外部电源干扰和降低内部电源对外的传导干扰。在这一部分电路设计要针对性的考虑到企业标准相关试验要求，并作出详细的计算以满足电路设计要求。以静电保护电容为例，根据企业标准要求本设计所搭载控制器，需要进行最严酷静电试验为，带电25KV[1]。图2中电容C1、C2：470nF（100V）为ESD保护电容，计算如下：

由以上可知电源接入端口BAT+可以耐受25KV静电。

其中C1、C2在电路布局时还应当相对垂直布置，避免由于单方向震动引起电容同时失效而引发控制器着火。

1.3 变压器设计

变压器是开关电源最重要的组成部分，它对电源效率和可靠性，以及输出电源的电气特性都起到至关重要的作用。在设计时需要充分考虑功率容量、工作频率、输入输出电压等级和变化范围，铁芯材料和形状，绕组绕制方式，散热条件，工作环境等综合因素[3]。

根据技术指标要求，电源输出功率Pout为：

原边峰值电流为

式中Vin（min）为电源输入最低电压8V。

Ton取最大值0.5，初级电感量为Lpri：

初级匝数Npri为：

，取6。

AL为磁芯制造厂提供的一个气隙长度参数。这个参数是在磁芯上绕上1000匝的后的电感数据。根据磁芯生产商提供的磁芯和导线参数本设计中AL=10mH/1000，式中Lpri初级电感量单位为mH。

次级匝数Nsec为：

式?max中为最大占空比（反激式开关电源50%），VD 为次级整流二极管导通压降。

2 控制电路

2.1 PWM控制电路

本设计采用TI公司汽车级芯片LM3478作为开关电源控制器。LM3478是一个多用途底边开关电源NMOS控制器，可用于BOOST，flyback，SEPIC 等多种拓扑结构开关电源[4]。

PWM控制电路如图3所示，图中引脚8是电源输入端，芯片为宽电压输入，输入范围是3-40V，本设计中连接到电源预处理的输出端典型值为13.5V。引脚7连接电源频率配置电阻，根据使用手册提供的工作频率与阻值关系，本电源的工作频率为100KHz，R6配置为200KΩ。引脚2为补偿引脚，C6、R7构成补偿回路为控制电路提供补偿。引脚6为输出端，经过一个限流电阻（R4）限流后驱动功率MOSFET（Q2），为保护MOSFET，在引脚6并联一个电阻。

2.2 电压反馈电路设计

为了使多路电源输出一致性更好，和降低负载对反馈电源的影响。本设计采用独立回路进行电压反馈设计，反馈回路变压器绕组匝数Nfb为：

反馈电路通过外部分压连接到LM3478的FB引脚与内部基准电压1.26V进行比较。因为变压器原边与输出回路和反馈回路的绕组匝比固定，所以当输出回路电压升高，反馈回路的电压也会升高。反馈回路分压电阻分压就会高于1.26V，控制器将关断外部NMOS，缩短NMOS导通时间以降低电压。

2.3 电流反馈控制电路设计

LM3478电流控制通过在电流环内串联电阻的方式，将电流信号转换为电压信号，从控制器引脚ISEN引入控制器内部，与LM3478电流控制基准电压vsense进行比较，当ISEN脚上电压高于基准电压vsense时控制器将关断开关管，起到限流和过流保护作用。

本设计的最大电流限值为原边最大电流与原边电感最大纹波电流之和。对于本设计原边最大电流为Ipk。根据LM3478使用手册，RSENSE计算如下：

DMAX式中为0.5，vsense、vsL、vsL可从LM3478 使用手册中查询相关数值和公式。

3 测试结果

本设计集成在IGBT驱动电路中，在典型电压值9V、13.5V、18V下分别测试本开关电源的轻载和满载（用大电阻模拟负载）情况下的相关参数。表1和表2为典型测试值示例，测试表明电源输出符合设计要求。

图4为输入13.5V满载时开关MOSFET栅源级波形，图中可以看出满载情况下占空比小于50%，电路工作在完全能量转换状态下，满足设计要求。D5为开关MOSFET漏源电压，从图（a）中可以看出在开关管关闭、次级线圈电流为零时原边的电压在理论上应该降为零，实际上却发生了震荡。原因是当变压器释放完所有能量，电源开关管的漏源级电压会降到输入电压值的电平上。这一转变激发了原边吸收电容与原边电感的谐振回路，从而产生了一个衰减的振荡波形，并持续到开关管下次导通。这一振荡波形会影响电路的EMI特性，需要调整吸收电路电容使振荡波的频率低于电源开关频率，得到如图（b）的波形。

4 结束语

本文设计的反激式开关电源，具有体积小、重量轻、输出电压纹波小、稳定性好等优点，本设计应用在基于英飞凌HP2 IGBT驱动电路中，所搭载控制器通过了DV、PV测试，并成功应用于东风某ISG车型中。在开关电源设计过程中会遇到很多问题，比如变压器啸叫、开关管过热等，这些问题需在测试过程中不断总结和整改，器件参数也需要在测试过程中不断调整，如文中所提到的吸收电路的调整。同时PCB布局对电源的品质和可靠性影响很大，如文中提到的防静电电容布置。所以在原理设计完成后要仔细阅读相关企业标准和芯片PCB Layout指导手册，以降低不恰当的布板对电源造成不利影响。

参考文献：

[1]EQC-1204-2007 电气和电子装置环境的基本技术规范电气特性， 2007.

[2]王志强.开关电源设计第二版[M].北京：电子工业出版社， 2005.

[3]徐德鸿.开关电源设计指南[M].北京：机械工业出版社， 2004.