电源滤波器范文
时间：2023-04-11 18:40:36
导语：如何才能写好一篇电源滤波器，这就需要搜集整理更多的资料和文献，欢迎阅读由公务员之家整理的十篇范文，供你借鉴。
篇1
1.引言
开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，纹波系数通常要大一些，但是纹波系数又是开关电源的一项重要指标，如果纹波大就会影响电子电路的正常工作，出现信号源的不纯净，放大器噪声与过载等问题。本文针对开关电源的纹波进行研究，并提出抑制开关电源纹波的方法。
2.开关电源的原理
开关稳压电源的核心是电压深度负反馈的脉冲宽度调制器，功率器件工作于开关状态，因此功率低，效率高。开关电源因省去了笨重的工频变压器而使体积和重量都有不同程度的减少和减轻，被广泛地应用在许多输出电压、输出电流较为稳定的场合，开关电源的主电路图如图1。
图1开关电源主电路图
由电路图可以看出，市电经整流滤波后变为311V高压，经K1K4功率开关管有序工作后，变为脉冲信号加至高频变压器的初级，脉冲的高度始终为311V。当K1、K4开通时，311V高压电流经K1正向流入主变压器初级，经K4流出，在变压器初级形成一个正向脉冲，同理，当K2、K3开通时，311V高压电流经K3反向流入主变压器初级，经K2流出，在变压器初级形成一个反向脉冲。由于开关电源的工作原理，使其纹波噪声不可避免，而开关电源发展的重要方向是高频、高可靠、低纹波。为了抑制干扰纹波，减少在感应回路中的电压，防止电源纹波影响下一级电路的性能有必要先分析一下开关电源纹波产生的原因。
3.开关电源纹波产生的原因
我们最终的目的是要把输出纹波降低到可以忍受的程度，达到这个目的最根本的解决方法就是要尽量避免纹波的产生，随着SWITCH的开关，电感L中的电流也是在输出电流的有效值上下波动的。所以在输出端也会出现一个与SWITCH同频率的纹波，一般所说的纹波就是指这个。
另外，SWITCH一般选用双极性晶体管或者MOSFET，不管是哪种，在其导通和截止的时候，都会有一个上升时间和下降时间。这时候在电路中就会出现一个与SWITCH上升下降时间的频率相同或者奇数倍频的噪声，一般为几十兆赫。
如果是AC／DC变换器，除了上述两种纹波（噪声）以外，还有AC噪声，频率是输入AC电源的频率，为50～60Hz左右。还有一种共模噪声，是由于很多开关电源的功率器件使用外壳作为散热器，产生的等效电容导致的。
4.开关电源纹波抑制方法
对于开关电源纹波，理论上和实际上都是一定存在的。为了实现开关电源的低纹波输出，对低频电源噪声必须采取滤波措施；对于高频噪声，开关电源需要依靠功率器件对输入直流电压进行高频变脉宽波斩波而后整流滤波实现稳压输出的。受功率器件开关损耗的限制，电源的开关频率一般取20KHz-100KHz，开关频率越高，电感电容越大，则输出波纹越小。在其输出端含有与斩波频率同频的高噪声，其大小主要和开关电源的开关频率及输出滤波器的结构和参数有关。下面我们提出抑制或减少电源纹波的有效方法：
1．加大电感和输出电容滤波
根据开关电源的公式，电感内电流波动大小和电感值成反比，输出纹波和输出电容值成反比。所以加大电感值和输出电容值可以减小纹波。
同样，输出电容Co与纹波电压Vp_p的关系：Co=Ipk（Ton+Toff）/8Vripple（p_p），可以看出，加大输出电容值可以减小纹波。通常的做法，对于输出电容，使用铝电解电容以达到大容量的目的。但是电解电容在抑制高频噪声方面效果不是很好，而且等效串联电阻（ESR）也比较大，所以会在它旁边并联一个陶瓷电容，来弥补铝电解电容的不足。同时，开关电源工作时，输入端的电压Vin不变，但是电流是随开关变化的。这时输入电源不会很好地提供电流，通常在靠近电流输入端，并联电容来提供电流。
2．二级滤波，再加一级LC滤波器。
LC滤波器对噪纹波的抑制作用比较明显，根据要除去的纹波频率选择合适的电感电容构成滤波电路，一般能够很好的减小纹波。但是这种情况下需要考虑反馈比较电压的采样点。采样点选在LC滤波器之前，输出电压会降低。因为任何电感都有一个直流电阻，当有电流输出时，在电感上会有压降产生，导致电源的输出电压降低，而且这个压降是随输出电流变化的。
采样点选在LC滤波器之后，这样输出电压就是我们所希望得到的电压，这样的缺点是在电源系统内部引入了一个电感和一个电容，有可能会导致系统不稳定。
3．开关电源输出之后，接低压差线性稳压器（LDO）滤波。
这是减少纹波和噪声最有效的办法，输出电压恒定，不需要改变原有的反馈系统，但也是成本最高，功耗最高的办法。任何一款LDO都有一项指标：噪音抑制比。对几百千赫的开关纹波，LDO的抑制效果非常好。但在高频范围内，该LDO的效果就不那么理想了。
4．正确合理的印制电路板（PCB）布线
开关电源PCB排版是开发电源产品中的一个重要过程。
对减小纹波，开关电源的PCB布线也非常关键，许多情况下，一个在纸上设计得非常完美的电源可能在初次调试时无法正常工作，原因是该电源的PCB排版存在着许多问题。开关电源的纹波太大，或者开关电源产生的电磁干扰影响到其电子产品的正常工作，所以正确合理的电源PCB排版就变得非常重要。注意PCB的布局、布线和接地，可以减少开关电源波纹。
在选用滤波元件时，一般只说要满足脉动要求，在安装尺寸容许的前提下，采用较大的L较小的C或采用较小的L较大的C均可。但是在实际中需要考虑输出电压冲击值及其动态响应特征，电感量愈大，冲击值越大，动态响应也越大。
滤波器的计算式复杂的，在设计中，常常是按照一定的范围选取L和C，通过在线路中试验，测试各项指标，并根据测试值修正元件值，以选取合适的元件，电容器要选高频性能好的无感聚苯乙烯电容、陶瓷电容、铝电解电容等。
5.结束语
开关电源由于功耗小效率高，体积小，重量轻，稳压范围广，电路形式灵活等特点，广泛地应用于计算机、通信等各类电子设备。本文提出的抑制开关电源波纹方法我们在设计开关电源的时都有研究及使用，这些方法有各自的优缺点，选择合适的方法关键是根据自己的设计要求，比如产品体积，成本，开发周期等。
参考文献
1 孟建辉.开关电源的基本原理及发展趋势[J].通信电源技术,2009.6
2 郑宪龙,和军平等.DC/DC开关电源共模EMI滤波器的研制[J].电力电子技术,2007.12
3 张国安,翟长生.冲量控制技术消除开关电源低频波纹的研究[J].电力电子技术,2009.4
篇2
【关键词】有源电力滤波器；谐波；补偿；PWM变流器
随着科学技术的发展，大量的电力电子装置广泛的应用于工业的各个领域，给工业带来了翻天覆地的变化，但大量电力电子装置的广泛应用，同时也给电力系统这个环境带来了严重的“污染”，其根本原因就是电力电子装置是非线性负荷，在系统中运行会产生谐波，造成十分严重的危害。治理谐波污染已成为当今电工科学技术界所必须解决的问题，开发和研制高性能的谐波抑制装置迫在眉睫。
有源电力滤波器（Active Power Filter）是目前研究比较深入的一种装置，它是一种用于动态补偿，既可抑制谐波，又可以补偿无功的新型电力电子装置，它能对大小和频率都变化的谐波以及变化的无功进行补偿，其应用可克服LC滤波器等传统的谐波抑制和无功补偿方法的缺点。
1.有源电力滤波器的基本原理
1）机理：通过一定的控制算法使有源电力滤波器发出与谐波源所产生的谐波的幅值相等，相位恰好相反的量，抵消谐波源中的谐波成分，使其剩下基波成分，其本质就是一个谐波源。
2）基本原理：最基本的有源电力滤波器系统构成图如图1[4]：
图1中表示交流电源，负载为谐波源，它产生谐波并消耗无功。有源电力滤波器系统大体上由两大部分组成，即指令电流运算电路和补偿电流发生电路。其中指令运算电路的核心部分就是谐波和无功电流检测电路，其主要作用就是检测出需要补偿对象电流中的谐波和无功等电流分量；补偿电流发生电路由电流跟踪控制电路、驱动电路和主电路三部分组成。其作用是根据指令电流运算电路得出的补偿电流的指令信号，产生实际的补偿电流，主电路多为桥式PWM变流器[1]。
图1 并列型有源滤波器系统构成说明图
2.有源电力滤波器的基本特点
1）动态补偿，可对频率和大小都变化的谐波进行补偿，动态响应快。
2）补偿谐波时所需储能元件容量较小。
3）即使补偿对象电流过大，APF也不会发生过载，并能正常发挥补偿作用。
4）受电网阻抗的影响不大，不易和电网阻抗发生谐振。
5）能跟踪电网频率的变化，补偿性能不受电网频率变化的影响。
6）对较高次谐波滤除困难，需要与无源高通滤波器配合。
3.有源电力滤波器的设计
有源电力滤波器的设计大致可分为五个部分：
1）主电路设计
2）指令电流运算
3）电流跟踪控制
4）直流电压的控制
5）APF的控制方式
（1）主电路
作为主电路的PWM变流器，在产生补偿电流时，主要作为逆变器工作，因此可称为逆变器。但它不仅仅是单独作为逆变器而工作的，当在电网向有源电力滤波器直流侧储能元件充电时，它就作为整流器工作，即它既可以工作在逆变状态，也可工作在整流状态，所以多以变流器称之[5]。
在应用中主电路多以三相桥式变流器为主，三相桥式变流器又可分为电压型和电流型两种。而电压型应用较为广泛。随着电力电子器件技术和控制技术的发展，先进的功率器件的应用给主电路性能带来了很大变化。
常用的PWM变流器多为电压型变流器，单个电压型PWM变流器基本拓扑结构如下图所示：
图2 单个电压型PWM变流器
基本拓扑结构图
其中VT1～VT6表示电力电子功率器件，Udc表示直流侧电压。电压型PWM变流器的基本特点是：
1）直流侧为电压源或并联有大电容，在正常工作时，其电压基本保持不变，可看作电压源。
2）对电压型PWM变流器，为保持直流侧电压不变，需要对直流侧电压进行控制。
3）电压型PWM变流器的交流侧输出电压为PWM波。
控制各个开关器件轮流导通和关断，同时使另一个器件导通，就实现了两个器件之间的换流，电路的环流方式分为180度导通型和120度导通型。
所谓180度导通型是指同一桥臂上、下两管之间互相换流。而120度道通型是指在同一排不同桥臂的左、右两管之间进行的。但180度导通型应该注意防止上、下桥臂的直通。
本设计中，主电路形式选择为电压型PWM型变流器，功率器件选择为IGBT，直流侧电压选择：一般选择为直流电压的大小等于交流线电压峰值的1.5倍。对于380V等级系统，直流侧电压为选择为800V。APF的容量为：
其中E为电网相电压有效值，Ic为补偿电流的有效值。该设计中给出的数据额定线电压为380V，容量为10KVA 则可以计算出额定电流
。
连接电感的选择：可按下式近似取值：
其中为补偿电流指令信号的最大值。为载波周期，取为10KHz，括号里面的值取0.35，结合计算出来的计算得额定电流值，带入上面公式计算得L=0.0067H。
（2）指令电流运算部分
实质上就是谐波电流检测部分，谐波检测的方法很多，早期的模拟法，到后来的傅里叶分析法，还有人工神经网络法，瞬时无功功率理论等，但应用较为广泛的还是瞬时无功功率理论，该理论的产生为有源电力滤波器的发展注入了新鲜的活力。
现在依旧采用瞬时无功功率理论来检测谐波电流。基于瞬时无功功率理论的检测方法中的-变换法的检测框图如下图3：
（3）电流跟踪控制部分
该部分作用是：根据补偿电流指令信号和实际补偿电流之间的差别，得出控制补偿电流发生电路中主电路各个器件通断的PWM信号，控制的结果应保证补偿电流跟踪其指令信号的变化——电流型功率放大器。
目前应用较为广泛的跟踪型PWM控制方式有以下三种方式：滞环比较方式、定周期瞬时值比较方式和三角波比较方式。
这里还是选择比较常用的三角波比较方式。其基本控制框图如图4：
图4 控制系统结构图
其中K多为PI调节器，其参数直接影响着逆变电路的电流跟踪特性。三角波比较方式的基本特点是：
1)硬件电路较为复杂；
2)比例调节控制方式，电流响应稍慢；
3)跟踪误差较大；
4)功率器件的开关频率等于载波频率；
5)输出电流所含谐波少。
（4）直流电压控制
基本思想：通过控制APF与交流电源的能量交换来调节直流电压。
（5）APF控制方式
基本方式包括检测电源侧电流和检测负载侧电流，还有两者结合的混合型控制方式。这里采用检测电源侧电流控制方式。其基本的控制框图如图5[3，4]：
图5 检测电源侧电流控制方式原理图
4.结束语
有源电力滤波器是一种用于动态抑制谐波、补偿无功功率的新型电力电子装置，能对大小和频率都变化的谐波及无功功率进行补偿。和传统的无源滤波器相比，有突出的优点。本文分析了有源电力滤波器的系统结构和工作原理，对其主电路的参数设计给出了理论上的依据。
参考文献
[1]王兆安,杨君,刘进军,王跃编著.谐波抑制和无功功率补偿(第二版)[M].北京:机械工业出版社,2006.
[2]王兆安,黄俊主编.电力电子技术(第四版)[M].北京:机械工业出版社,2005.
[3]肖湘宁编著.电能质量分析与控制[M].北京:机械工业出版社,2005.
[4]陈仲.并联有源电力滤波器实用关键技术的研究[D].浙江大学工学博士论文,2005.
[5]姜齐荣,赵东元,陈建业编著.有源电力滤波器——结构.原理.控制[M].北京:科学出版社,2005.
作者简介：
篇3
关键词:有源电力滤波器 谐波 控制 仿真
中图分类号:TM6 文献标识码:A 文章编号:1672-3791(2012)09(c)-0142-03
L.Gyugyi等人在1976年提出了采用有源电力滤波器,气质要是有PWM控制变流器所构成的,同时APF有源电力滤波器(Active Power Filter)的概念被确立下来,就是运用可以控制的功率的半导体器件来向电网中注入的谐波电流与原来的谐波电流的幅值要相位相反和相等的电流,同时还要是其电源的总谐波电流呈现出零值的状态,这样才能达到实时进行补偿谐波电流的目的[1]。APF有源电力滤波器是一种最为新兴的电力电子的装置,主要是运用于补偿无功功率和动态抑制谐波两方面的装置,同时APF有源电力滤波器还可以对无功功率和在频率以及大小上都有着变化的谐波成分来进行补偿的,并且还克服了传统的无源滤波器只能做固定补偿的不足之处[2]。
1 原理及其控制策略
1.1 APF基本原理
如图1所示为有源电力滤波器原理图,主要由检测及控制电路和主电路两大部分组成。其中检测及控制电路包含指令电流运算电路、驱动电路以及电流跟踪控制电路。主电路一般采用的是PWM变流器。其基本工作原理为通过指令电流在运算电路中检测出了补偿对象电流中的无功和谐波等方面的电流分量,同时还要再次的通过驱动电路和电流跟踪控制电路这两项来得出补偿电流的指令信号,使主电路的PWM变流器产生出了实际的补偿电流。而在负载电流和补偿电流这两项中的谐波分量的大小是相等的,其方向是相反的,因此两者之间是存在相互抵消,电源电流中只会存在含有基波,不可能含有谐波的特点[3]。
1.2 双环软启动控制系统描述
现有的实现以上功能的有源电力滤波器控制策略很多,包括滞环电流比较控制[4]、空间矢量控制[5]、无差拍控制、预测控制、滑模控制[6]、模糊控制等。本文采用双环软启动的控制策略,侧重考虑APF控制的可行性和稳定性,如图2所示。
图2中阴影部分为系统的电源以及主要的硬件部分,其余部分为比较环节以及主要的软件实现的环节,包括虚线中的两个软启动的环节,图2中为仅考虑抑制谐波的情况。K1和K2是负载侧和补偿侧的两侧电流互感器的实际应用场合的变化而定的变比系数。K3和K5是为了得到更佳补偿效果和系统稳定的放大系数,K4和K6是两侧变比不同时调节平衡匹配的变比调节系数。
主要是因为APF有源电力滤波器的交流侧的电感呈现出很小的装太,同时直流侧仅仅只有电容,如果不通过软启动过程来直接进行将比较大的电流指令传送给指令跟踪的控制电路,这样就会产生出非常大的冲击电流,从而导致直流侧的电压出现很大的波动,并且还对系统中的功率器件的安全上造成了一定的威胁。在系统中通过抑制启动的过程中直流侧电压过冲和电流的冲击等方面的不良因素这就是软启动的主要目的,同时还保证了APF有源电力滤波器难能够正常安全平稳的启动,并且还可以顺利的进入工作当中。这样就实现了软启动在系统中不但要控制电流环抑制启动中的输出电流冲击,而且还要进行控制直流侧电压的缓升。APF有源电力滤波器的软启动就是电流环和电压环两项同时进行软启动的过程,也就是进行电流内环电压外环的双重的软启动。
1.3 电流环分析
1.4 双环作用下系统稳定分析
2 仿真分析
仿真结果波形如图4所示,从上至下依次为系统三相电压、系统A相电流、A相负载电流、A相补偿电流、通过直流电容的电流、电容两端电压。从这几个仿真波形可以明显的看出,当电容预充电过程完成后,APF投入运行,对系统电流及直流电容电压引起一定的冲击,但很快就可以稳定下来。在0.3s时切去负载,再次引起冲击,此时APF开始停止补偿,并不会向电网注入补偿电流,实际的补偿电流的停止有一个过程,图4中为方便观察只停了0.1s,实际上经过稍长的时间后APF可以完全停止补偿,但APF并未停止运行,一直对负载的电流进行检测跟踪。在0.4s时,重新投入负载,系统同样可以较快进入稳定运行。
图5为系统稳定运行后的波形,分别为系统三相电压、系统A相电流、A相负载电流、A相补偿电流。可以清晰的看到,负载为产生矩形波的谐波源,通过APF补偿后的三相电压和A相电流波形都接近正弦波,其中A相电流谐波总畸变率为3.51%,各次谐波电流含有率在限定的范围内,基本满足补偿要求,达到了预期对谐波抑制的目的。
3 结语
与传统的谐波治理技术相比,有源电力滤波器对电能质量的提高有更为明显的优势。随着快速、大功率电力电子开关器件和PWM理论的发展,基于瞬时无功理论的瞬时空间矢量法的提出,以及微机控制和数字信号处理技术的不断进步,有源电力滤波器将有更为广阔的前景。
参考文献
[1] 李燕青,陈志业,.电力系统谐波抑制技术[J].华北电力大学学报,2001,28(4).
[2] George J.Wakileh,著.电力系统谐波—— 基本原理、分析方法和滤波器设计[M].徐政,译.北京:机械工业出版社,2011.
[3] 王兆安,杨君,刘进军.谐波抑制和无功功率补偿[M].北京:机械工业出版社,2006.
[4] 薛蕙,杨仁刚.改进的瞬时无功和谐波电流检测理论[J].电力系统及其自动化学报,2002,14(2):8-11.
篇4
关键词：有源电力滤波器；高压高容量；多重化
中图分类号：TM13 文献标识码：A 文章编号：1009-2374（2013）24-0019-02
伴随着社会经济的迅猛发展，科学技术的不断进步，电子技术也得到快速进步，多种多样的电力电子设备在各个领域中广泛运用。这同时也使得电力系统遭到了一定的破坏与谐波的污染。而有源滤波器可以有效地去除产生的谐波，且进行无功的补偿。所谓的有源滤波器指的就是对谐波进行动态控制与补偿无功的一种最新型的电力电子设备，可以有效地不断变换无功实行补偿，同时也能对频率与大小不断变化的谐波加以去除。将其称作是“有源”，是由于该设备必须提供电源，具备响应迅速，可以达到持续、动态的补偿等优点。因此，有源滤波器受到人们与社会的普遍关注，且又相应地推出了很多的电路拓扑结构与控制办法。
1 有源电力滤波器概述
有源电力滤波器，是利用电流互感器对负载电流进行检查，且在内部DSP运算之后，将负载电流内的谐波成分拿出来，之后在PWM信号的帮助下，将其传送到IGBI中，控制逆变器产生与负载谐波电流基本一致的谐波电流，且两者之间的方向相悖，在电网内输入谐波电流，最终实现过滤谐波的目标。
有源电力滤波器与无源滤波器进行对比，有源电力滤波器具有一定的优越性，能够获得较好的治理成果，能够在同一时间内将高次或者是多次的谐波加以过滤，进而有效控制谐振的发生。在实际的工作中，其安全系数不是很高。国际中较为广泛的做法就是对变压器进行升压处理，以此来确保设备装置的安全性与可靠性。
为了能够有效处理高容量有源电力滤波器的开关速度与所使用开关装置容量方面的问题，本文将对以不带变压器的四重化变流器作为主要的电路进行研究，分析达成高容量有源电力滤波器的办法。
2 四重化主电路完成高容量的有源电力滤波器
对国内外有关大功率的有源滤波器进行分析，并在常压工业负载的基础上设计了一个四重化的变流器，该变流器是没有携带变压器的，将这种变流器作为主要电路的有源电力滤波器，其电路能够运用到工业的电网中，有效降低仪器设备的成本投入。利用进线电抗器将四组四重化变流器并联起来，进而构成了主电路。连接在一起的四组四重化变流器，共同使用一个直流电容器。在运转时，各个组依据电路计算的控制谐波指令电流，利用自身的电流追踪部分进行控制，进而出现谐波补偿电流把上述生成的电流加起来，保证其和负载谐波源全部的谐波电流成分是基本一致的，进而将谐波源负载电流内的谐波成分有效去除，最终保证谐波正弦基波电流没有包含在进入到电源侧的电流中。
在有源电力滤波器开展谐波补偿的过程中，可以将四个电流源输出的负载谐波电流iL和电流两者实行迭加计算，利用由四组四重化变流器所生成的谐波补偿电流表示。各个有源电力滤波器输出电流和包含谐波电流负载的电流两者之间的迭加，利用流入电源侧的电流表示。在对其进行控制的过程中，应该对各个组展开全面且平衡的输出容量控制，进而保证每一组最终生成的谐波电流都是负载内谐波电流的25%。那么，将负载的电流iL和各个组中电流的ic1、ic2、ic3以及ic4进行相加之后，最终进入电源的电流is就变成基波电流，且其中没有包含谐波的成分。为了能够对四组四重化变流器的补偿控制进行有效调节，在四组中都安装设定一个驱动保护电路以及一个电流追踪控制电路，通过控制电路对时基脉冲（电流追踪控制）进行集中的处理，依据有关时序，将各个跟踪控制模板进行有效的分配。在实际完成之后，将第1组内的基准时钟高于第1组内的基准时钟，达到折合电角度90度的目标，第2组内的基准时钟高于第3组内的基准时钟，达到折合电角度90度的目标，第3组内的基准时钟高于第4组内的基准时钟，达到折合电角度90度的目标。在这种情况下，最后系统所获得的开关频率就是四个组开关频率的四倍。
3 结果分析
通过研究有源电力滤波器设备对上面的电路展开关于谐波补偿试验。谐波源的构成元素就是带电感性负载的三相整流桥。在图1中了解到，有源电力滤波器试验前后的波形及其有关的频谱图。从中可以发现，在进行补偿之前的三相电流波形属于正负变更的一种梯形状的波形，且有变形现象；在频谱图内，高次谐波的分量存在幅值。在对其进行补偿之后，电流的波形获得了一定的改进，与正弦基本上一致；在其频谱图内，已经不存在高次谐波电流元素。这就表明：有源电力滤波器具有较好的补偿作用。
在补偿前后，有源电力滤波器的电源电流波形及其相关的频谱情况如图1所示：
4 结语
综上所述，本文将不带变压器的四重化变流器作为一个主要的电路，以此来完成高容量有源电力滤波器的办法，这种办法能够有效处理有源电力滤波器处于容量较大的状态时存在的开关频率与容量两者相冲突的问题。利用多重化主电路能够有效处理在容量较高的情况下单一电力电子设备有关开关频率不高的现象，它可以大力提升系统的等效开关频率，从而有效发挥有源滤波器的补偿功能。另外，利用多重化的主电路，能够有效拓宽设备的补偿
容量。
参考文献
[1] 何英杰，王兆安，刘进军，邹云屏.中高压电网有源电力滤波器拓扑结构对比分析[J].电气传动，2010，（2）.
[2] 张国荣，马骏.有源电力滤波器的并联运行及其控制策略[J].低压电器，2010，（4）.
篇5
关键词 有源电力滤波器；单周控制技术；应用
中图分类号TM71 文献标识码A 文章编号 1674-6708（2012）80-0145-02
1 概述
随着电力电子快速发展，电网中各种谐波越来越多，影响到了电网的正常输电。因此，如何消除电网中的谐波是相关人士探究的重要课题。而APF能够有效补偿频率及大小都发生变化的谐波，能够弥补传统滤波器各种不足之处，因此被电网中广泛应用。而单周控制属于新型的非线性控制模式，能够有效确保每周开关变量的控制参量和平均值成比例或者相当，有效消除了瞬态与稳态误差，目前被APF中广泛应用。
2 单周控制技术
2.1 单周控制技术特征
事实上，APF具备的补偿性能几乎取于畸变电流的准确、实时监测，以及控制逆变器的输出电流。但是目前跟踪控制APF电流使用最多方法就是PWM控制，但是这些控制方法都存在不足之处，比如三角载波波形畸变、滞环控制开关的频率变化等各种不足。因此就在APF之中应用了单周控制技术，具备了如下几个方面的特征：
1）传统的反馈控制一旦出现了误差，就需要使用后面的几个周期来消除误差，但是应用单周控制技术且不相同，而是在一个周期中就能够将瞬态与稳态误差消除掉，反应十分快；2）能够有效抵抗电源的干扰，确保APF正常运行；3）一个周期中，开关变量所输出平均值随着控制参考的变化而变化；4）单周控制电路比较简单，省去了一些乘法器和其他一些比较复杂的元器件；5）在运行中不需要产生出参考信号，更不需要过多电压传感器。
所以在APF中应用单周控制技术，也就不需要生成基准电流，仅仅需要检测输入电流与APF中的直流电压，有效简化了控制电路。
3 APF中应用单周控制技术
3.1 应用于单相APT中
本文探究的单相APT中使用了双极性单调控制技术，其电路如图1所示。
从图1的电路图中可以看出来，在本电路的控制环中就去掉了电压传感器与乘法器控制电路，本电路中的控制电路由一些比较器、可复位的积分器、触发器以及时钟电路共同组成，而检测出来的电压电容和参考值进行比较，出现偏差就是经过PI控制器来补偿，但是要出现误差电压Vm，PI控制器主要作用就要确保直流侧电容的电压恒定不变，但是只要是时钟信息来到，必然会让VS2与VS3开始导通，这样积分器就开始积分测电容上的误差信号，一旦积分值搞过了Vm（1-2D），比较器就会自动翻转输出的信号，高电平变成低电平，低电平成为了高电平，这样就会产生出复位信号，就将积分器复位，就将VS2与VS3关断，让VS1与VS4导通，确保了输出Vm稳定。一旦下个周期的时钟脉冲来到之时，就会再一次重复着以上的动作。
当变换器在双极性模式上工作之时，到达每个周期时节点P与N间电压就变成V0或者-V0，也就是直流侧电压经过了电力滤波器中的H桥变化，在交流侧就转变极性，假如此时的负载比较轻就极易产生直流偏移。而且控制中所有开关都在高开关的频率下进行工作，必然严重损耗到开关。在这种情况下，就采用了单极性单周控制技术。每次轮到开关周期，一旦VS超过0，VS4就导通在搬个工频周期中，VS1与VS2轮流在开关的周期中导通；但是VS低于0，VS3就导通在搬个工频周期中，VS1与VS2轮流在开关的周期中导通；也就是当H桥变换直流侧电压指示就不会改变交流的极性，和双极性的模式相比较，当采用单极性时因为两个开关同时工作于工频状态，而其他的两个开关且处于较高开关频率，有效降低了对开关的损耗，提升了工作效率。同时正负半周还在对称状态下工作，有效消除直流偏移。但是采用单极性就要对电源电路进行检测，需要对电源电压过零点进行检测。
如今，在APF中应用的单周控制技术，大都使用单环控制模式，但是这种方式还是存在一些问题，那就是在进线电流之中带进了直流分量。因此应用双环控制能够有效除掉三角波积分在时间上产生的误差，以及电流纹波产生出来的直流分量，控制的方程如下式： 该式中的is1为频率为50Hz的交流成分；is0为电路中的直流分量；I0表示电流is积分值。从式中可知，就能够通过is0实现闭环调节，一旦将is0调节为零之时，I0的积分值就变成稳定值，如果在该控制电路之中加设上一个电流积分电路，就能够闭环调节直流分量，在APF之中发挥中单周控制作用。
3.2 应用于三相三线APT
将单相控制技术应用在三相三线的APT中，其具体的电路如图2所示。
在实际运用中APT则要求能量在直流电容侧与交流侧间来回流动，所以变化器就要在四个象限之间进行工作，而且桥臂上驱动两个开关信号设置成互补，这样就让变换器始终处于了连续的导电模式，具体控制方程是：始终处于了连续的导电模式，具体控制方程是：始终处于了连续的导电模式，具体控制方程是：始终处于了连续的导电模式，具体控制方程是：始终处于了连续的导电模式，具体控制方程是：
该式子中，其中K1为常数，Rs为测量电阻，Re为补偿三相的谐波后电源的侧等效电阻。该式对开关占空比、电源电流以及逆变器的直流侧电容电压三者之间关系进行量间，实施上这个方式是能够使用带复位积分器，以及几个触发器、比较器及时钟等共同期间实现。如今相关研究者提出了一种新型APF的主电路，使用了两个电容与四个开关，有效降低主电路的耗费，同时也减小了开关数量，提升了电路可靠性，当然其控制方程也会随之而发生变化，采用如下控制方式：
其中Vm=。由此可见，主电路发生变化单周控制方程也会随之而进行变化。
3.3 应用于三相四线APT
将单相控制技术应用在三相四线的APT中，其具体的电路如图3所示。
在该系统之中，APF不但要给补偿三相上电流谐波，而且要抑制零线电流，将电源侧零线电流消除掉，确保三相电流的对称。相对于主电路来看，这种方式分为了三相变流器与四相变流器两种模式，自然相对于控制电路也存在各自特征。如果使用了单周控制技术根本不需要对负载畸变电流进行单独检测与计算，更不需要使用乘法器来计算基波电流，有效降低了APF结构，让整个系统更加简单与可靠，极大提升了性价比。
4 结论
总而言之，电力电子技术高速发展同时也加重了各种谐波的危害性，这就需要加大改善APF技术的速度。而在APF中应用单周控制技术，不再需要对电源电压与负载电流进行检测，也不需要使用乘法器，有效简化电流跟踪控制与谐波检测电路，让整个控制电路更为可靠、简单以及无延迟。因此单周控制技术各种优点体现出具备广大的应用市场。
参考文献
[1]陈莉.基于单周控制的电铁有源电力滤波器的研究[J].电子设计工程，2011（3）：30-33.
篇6
【关键词】有源滤波器;RC张驰振荡器;自动调节
RC有源滤波器广泛应用于现代大规模集成电路中。特别RF收发器等无线通讯电路中，带通滤波器和低通滤波器的性能直接决定了收发器的选择性和抗干扰性能。然而集成的RC有源滤波器，由于集成电路制造工艺的原因，RC常数波动较大，达±30%之多。
许多RC常数调节电路的精度只有±2～ 10%[1]，[2]。在一些无线通讯的接收机中，信号带宽只有100kHz左右，相对于2MHz左右的中频信号，中频带通滤波电路的RC常数需要达到1%的精度。本文设计了一种高精度RC常数调节电路。提出了一种RC常数自动调节的算法。在SMIC 0.18um工艺中实现了对中心频率为2.2MHz，信号带宽为100kHz的6阶带通滤波器的RC常数的自动调节。在全工艺角范围内，调节精度达0.5～1%。
图1 RC常数调节电路框图
1.RC常数调节电路
本文提出的RC常数调节电路结构如图1所示，包括RC张驰振荡器电路、计数器、数字算法和上电复位等。RC张驰振荡器电路产生与RC常数成反比的时钟频率，当RC常数大于设计值时，振荡器输出频率低于设计值，反之亦然;计数器模块根据输入晶振时钟信号对RC振荡器输出频率级数，计算出RC常数值;逐次逼近式数字算法把计数器的结果同设定的目标值进行比较，判断RC常数大于、等于还是小于目标设定值。如果RC常数大于目标值，则减小RC振荡器的电容;如果RC常数小于目标值，则增加RC振荡器的电容;等于目标值，则输出最终的滤波器RC常数控制信号，RC常数调节完成。
RC常数调节的精度由RC张驰振荡器精度、计数器精度和可调电容阵列的调节精度决定。12位的计数器，考虑RC常数变化范围，计数精度可达11位，对RC常数调节精度的影响几乎可以忽略;采用8位数字控制位调节电容的大小，结合±30%的调节范围，其理论调节精度约为0.25%;RC张驰振荡器的调节精度需要达到0.2%才能使RC常数调节的精度达到0.5%以内。
2.RC张驰振荡器
RC张驰振荡器是RC常数自动调节电路的关键模块，其性能直接决定了RC常数调节的精度。RC张驰振荡器包括充放电网络、比较器和数字控制逻辑等。图2给出了RC张驰振荡器的电路结构、振荡波形和控制开关时序图。
RC张驰振荡器的频率由RC常数确定，理想条件下，RC张驰振荡器的周期可表示为：
上式中，VREF为充电电压，VGND为放电电压，VH和VL分别为高低比较电压。从OSC周期的公式可以看出，VH和VL的偏差会影响OSC的频率值。设计中，VH和VL均由VREF分压得到，精心匹配过的电阻，匹配精度可达0.1%，对OSC的频率影响不大。
比较器失调电压Vos，比较器和逻辑控制电路的延时造成RC充放电网络的过充电和过放电，最终导致振荡器输出频率变小。
为减小比较器失调电压对RC张驰振荡器振荡频率的影响，从振荡器结构上，本文采用了单个比较器结构的张驰振荡器。相比两个振荡器结构的张驰振荡器[]，比较器失调电压的影响几乎可以忽略。
图2 （a）RC张驰振荡器结构图;
（b）RC振荡波形及控制信号
图3 自偏置输出比较器电路图
自偏置是一种将输出反馈到偏置模块的偏置结构[3]，本文提出的自偏置输出级的比较器如图3所示，由高增益的前级放大器和自偏置输出级组成。高增益前级放大器减小比较器的增益误差，自偏置输出级减小比较器的延时。仿真显示，自偏置输出级比较器的延时时间可减小到0.1ns以内。
3.RC常数自动调节算法
3.1 输出反馈式自动调节算法
RC常数自动调节算法的关键是计数器结果和目标值比较完成后，RC振荡器电容阵列控制信号的调节，即电容控制位调整步长的选择。本文引入逐次逼近的概念，根据计数器输出与目标值比较的结果，不断调节控制位的步长，当RC常数计算值与目标值差别较大时，增大控制位的步长;反之，减小控制位的步长。次算法有效减少了系统迭代次数，缩短了调节时间。图4给出了RC常数最大（+30%）和RC常数最小（-30%）两种条件下，RC自动调节数字算法的收敛过程。结果显示，调节算法的迭代次数约为9次。
图4 RC自动调节数字算法收敛过程
图5 RC常数自动调节算法
3.2 RC自动调节过程
本文提出的RC常数自动调节的流程如图5所示。其自动调节步骤如下：
1）上电复位和目标值设定，将计数器复位清零并设定RC常数调节目标值（通常为典型工艺条件下RC张驰比较器输出频率值）;
2）OSC初始化，电容阵列复位开关使能，然后充电开关S1使能，充电电压VREF通过串联电阻对电容阵列充电，OSC开始工作;
3）计数器通过外部输入高频率晶振时钟计算OSC的频率;
4）计数器计算的OSC频率与目标设定值进行比较：a）OSC频率高于目标值，说明RC常数小于目标值，则增加OSC电容阵列控制位的值，返回到OSC初始化，重新计算新的OSC振荡频率，b）OSC频率低于目标值，说明RC常数大于目标值，则减小OSC电容阵列控制位的值，返回到OSC初始化，重新计算新的OSC振荡频率，c）OSC频率等于目标值，说明RC常数等于目标值，输出最终的滤波器电容阵列调节控制位的值，RC常数调节完成。
5）关闭OSC电路，等待系统下次调节的指令。
4.电路实现和测试结果
本文在SMIC 0.18um 1P6M混合信号工艺下，实现了RC自动调节电路，并用于调节一个中心频率为2.2MHz的六阶RC带通滤波电路。用Spectre-Verilog数模混合仿真了不同电源电压和工艺角下，RC带通滤波器中心频率自动调节的结果。图6的仿真结果显示，在最差工艺角下，RC常数调节精度为0.77%。虚线表示的是芯片测试结果，RC常数自动调节的精度为1%。
图6 RC常数自动调节仿真结果
5.总结
针对有源滤波器的RC常数随工艺角变化的问题，本文提出一种高精度RC常数自动调节电路及其算法。采用了单一比较器结构的RC张驰振荡器有效减小了比较器失调电压对振荡器频率的影响;高速自偏置输出级比较器使比较器延时减小到0.1ns以内。在SMIC 0.18um工艺下实现了对6阶带通滤波器的RC常数自动调节。芯片测试结果显示其调节精度达0.7～1%。
参考文献
[1]Bo Xia，et al.An RC time constant auto-tuning structure for high linearity continuous-time ΣΔ modulators and active filters.Circuits and Systems I：Regular Papers，IEEE Transactions on Volume：51，Nov.2004：2179-2188.
[2]T Oshima，et al.Novel automatic tuning method of RC filters using a digital-DLL technique.Solid-State Circuits，IEEE Journal of Volume：39，Nov.2004：2052-2054.
[3]CMOS Analog circuit Design（second edition），Phillip E.Allen，Douglas R.Holberg.
作者简介：
篇7
中图分类号：TN713.8文献标识码：A 文章编号：1672-3791(2012)04(a)-0000-00
近些年来,随着在工业生产中越来越多的电力电子器件被应用，这些电力电子器件给我国工业生产带来了巨大的贡献，但是由此而带来的谐波污染也越来越严重。相关资料表明[2]，电网会由于电力电子器件的大量投放产生严重的谐波。现在影响电能质量的主要因素谐波已经成为可以排在首位了，而对于谐波的治理最有效的手段就是有源滤波器，本文对单相有源电力滤波器的仿真进行了研究，通过matalb仿真，分析该滤波器的工作特性，进而找到控制谐波污染的手段。
1 单相有源电力滤波器概述
随着DSP技术和电力电子技术的不断发展，采用单相有源电力滤波器是谐波抑制的一个重要措施就是。单相有源电力滤波器的基本原理是从补偿对象中对谐波与无功电流进行检测。在一定控制指令作用下由IPM组成的系统产生一个与无功电流大小相等的谐波，在系统中注入极性相反的电流，这样电网电流就只含有基波电流，达到实时补偿谐波电流的目的。单相有源电力滤波器能跟踪补偿幅值和频率都变化的谐波，因而受到广泛的重视。
2 单相有源电力滤波器的matlab建模
这里将单相并联有源滤波器的谐波和无功电流检测及电流跟踪控制综合起来，搭建单相并联有源滤波器的完整电路并对其补偿特性做一下研究。主要谐波含量分析：电网电流的畸变几乎全部来源于奇次谐波。其中三次谐波含量 =16.74%,五次谐波含量 =10.69%，七次谐波含量 =6.01%，九次谐波含量 =3.18%，十一次谐波含量 =1.11%。
3 单相并联有源滤波器的建模与仿真
单相电压源模块产生相电压为670V的单相交流电压，模拟实际电网电压。非线性负载由可控整流桥和电阻负载构成，模拟电网实际负载。电压测量模块测量电网电压，电流测量模块测量电网电流，背景为黄色的模块是基于瞬时无功理论的谐波和无功电流检测模块子系统，背景为红色的是电压，电流互感器，采集电网中的电流和电网电压。
电流内环控制采用滞环电流控制。交流侧电感 =6mH, =7mH。直流电压为800V。负载电阻选R=10Ω。则负载电流I= /R=67A。若选环宽为补偿指令电流信号的 则应该为 3A。则给滞环比较器送入初始值。仿真时间定为4s，步长定为50e-6。启动仿真。经仿真分析计算得到开关管的平均频率f=6KHz。
其他参数不变,将环宽变小，研究一下所选的环宽的变化对检测结果的影响。选择环宽为补偿指令电流信号的 则应该为 1.5A。开始进行仿真得到如下仿真结果：其中0次谐波（直流分量）含量为6.35%，其中三次谐波含量 =1.92%,五次谐波含量 =0.56%，七次谐波含量 =0.25%，九次谐波含量 =0.17%。十一次谐波含量 =0.1%。计算开关管的工作频率。得到在一周期内，环宽为 1.5A时，开关管的平均频率为25KHz。再将环宽进一步减小，取 1A，同时保持其他参数不变。得到如下仿真结果：
其中0次谐波（直流分量）含量为6.35%，其中三次谐波含量 =1.92%,五次谐波含量 =0.56%，七次谐波含量 =0.25%，九次谐波含量 =0.17%,十一次谐波含量 =0.1%。计算开关管的平均频率f=30KHz。
从滤波效果来看，环宽的大小对补偿效果几乎没有影响。但环宽的大小对开关管的频率却有很大的影响，选的环越小，开关管频率越大，这一点也很好理解。在一个周期内，实际补偿电流 跟踪补偿电流指令 变化的情况只受环宽的限制。当环宽较小时，势必增加开关管的工作频率。
在仿真中发现，当所选的环的宽度降低时会明显增加仿真时间，初步分析，是因为环宽度的减小带来开关频率的升高，带来处理速度的降低。
另外一方面从补偿效果来看。补偿后的谐波总含量从21.24%降到7.18%。并且对比一下补偿前后主要谐波的含量变化。
通过分析相关仿真结果发现：加入有源滤波器后，电网电流中的主要谐波（奇次谐波）都有明显的下降。但同时0次谐波（直流量）含量却很高，有6.35%。另外分析，补偿后的谐波来源，即7%的谐波来自于检测环节。综合考虑后，我选取的是一般情况下的LPF的参数，检测出的基波电流有一些畸变，对补偿效果有一些影响。但已经补偿大部分的谐波，并且大幅度降低了奇次谐波含量。对于直流分量，我们尝试通过改变APF的输出滤波电感来降低其含量。
4结论
在本章里，我们在matlab里搭建了单相有源滤波器的仿真模型，分析了有源滤波器投入前和投入后的电网电流变化情况。将其对比后发现有源滤波器能大幅度减小电网电流中奇次谐波含量，但同时会少量增加电网的偶次谐波含有量。并且分析了原因。分析了环宽大小变化对检测结果和系统的影响，即在滞环控制里环宽的大小会对补偿的精度有影响，但不会对补偿效果影响太大。但会大大影响开关管的工作频率。并且会带来仿真时间的延长，从这里可以看出精度和处理速度是一对矛盾体。在实际应用中应该综合考虑确定参数。总体来说电流滞环跟踪控制使补偿电流能够迅速跟踪指令电流。得到比较理想的补偿特性。
参考文献
[1] 凌季平，高沁翔.并联型电力有源滤波器的仿真研究.北京交通大学电气学院.2010.
篇8
关键词：有源滤波器；低损耗滞环电流；控制方法
一、分析有源滤波器的开关损耗
有关资料指出，有源电力滤波器的直流侧电压是很难改变的，所以在恒温的条件下，可以简单的视作开关损耗和开关电流之间成线性关系。在器件的工作环节，有源滤波器的p耗主要由四个部分组成，即因为漏电所引发的断态损耗，通态损耗，开通损耗以及开断损耗，分别表示为P1、P2、Pon、Poff。所以器件的总损耗的公式为P=P1+P2+Pon+Poff。在实际情况里，断态损耗可以被忽略，而通态损耗基本上是固定不变的。倘若在开关的过程中，假设器件的电压以及电流依据线性规律进行变化的话，并且在计算的时候忽视通态压降以及漏电流，那么器件在开通和关闭的过程中所产生的损耗就是近似的。在经历过相关算是的演算之后可以得出逆变器的开关损耗不仅会受到单位时间中的开关次数影响，还与其直流侧电压，开关时间和平均电流有关。这也就意味着倘若开关动作平均的被分配在时间轴上，那么开关平均电流与平均电流之间就是等同的关系。但是开关动作在i很小的时候较为集中的话，那么平均电流就会大于开关平均。反之，倘若开关动作在i很大的时候较为集中的话，那么平均电流就会小于开关平均电流。同理就能够推导出在逆变器关闭时所产生的的开关损耗（如表1所示）。
二、分析在滞环宽度调整下的情况下的误差电流以及开关损耗
（一）滞环宽度、开关频率和控制精度之间的关系
根据相关资料指出，开关周期T与滞环宽度h之间呈现正比的关系，并且滞环宽度h以及误差电流i的大小之间也是呈现正比关系。这就意味着这三者间都是呈现线性关系。所以要达到控制精度以及减小误差电流的目的，就必须提高开关频率。那么在三相系统中，滞环宽度、开关频率以及误差电流大小之间的关系就类似于单相系统。
（二）有源滤波器三相输出电流的绝对值范数
在三相系统之中，倘若三相开关次数呈现均匀分布的状态，那么开关损耗不仅和三相中的平均开关频率有所联系，而且还和三相电流中的绝对值之和呈现正比例关系。即||i||=|ia|+|ib|+|ic|，三者呈现比例关系。也就是说三相电流的绝对值之和与三相电流的绝对值范数是同一个意思。在运用到电机驱动和无功补偿的诸多场合中，可以将三相输出电流视为正弦电流，在一个周期之内它的范数波动不大。不过在运用有源滤波器的过程中，因为补偿电流中含有高次谐波电流，所以总的电流范数会出现波动较大的情况（如图2所示）。
（三）分析最优开关频率的调整幅度以及电流波动幅度
电流波动幅度与最优开关频率调整幅度息息相关，所以通过不一样的电流波动幅度x就可以得出相应最优开关频率调整幅度y的计算结果。基于以上的分析结果可以得出，倘若电流变化比较小，那么总开关的损耗的下降幅度也会较小。倘若电流波动比较大，那么总开关损耗将会剧烈下降。其实电流波动的幅度与最优开关频率调整幅度之间存在着十分复杂的对应关系。在实际的应用过程中，通过数值计算和采用数值拟合等方式最终得到了以下方程式，即y=0.3832x?0.007。通过这个方程式可以发现，倘若电流波动幅度较小，那么只要采用线性拟合就能够达到足够精确，两者之间的比例关系近乎0.3832。那么总的开关损耗公式根据推算得为Ploss =（1?xy） /（1?y）。
三、新的有源滤波器滞环电流控制方法
基于以上的分析，在本篇文章中还提出一种新型的滞环控制方法。相似于传统方法，比较系统实际三相电流和各相参考电流后得出各相电流的误差分别为?ia、?ib、?ic，再将电流误差置于滞比较器中后就得出了开关函数并产生补偿电流，即Sa、Sb、Sc、ica、icb、icc。并且可以修改滞环比较器宽度h，它的宽度的决定因素在于滞环宽度调整电路。在调整电路中输入各相参考电流，从而将三相电流的绝对值之和和平均电流大小计算出来，并比较当前电流和平均电流。根据其波动幅度就可以得出滞环比较器滞环宽度的有关调整幅度。
四、结语
本篇文章主要探讨了一种比较新型的滞环电流控制方法。不仅通过开关损耗、开关电流与开关次数的线性相关，还通过了开关次数和滞环宽度呈现反比原理来阐述在控制精度以及开关频率不变的情况下通过调整滞环宽度来降低有源滤波器中所存在的开关损耗。
篇9
关键词:电源电磁干扰直流电源电磁干扰滤波器
1引言
电磁干扰信号对发射机安全稳定运行会造成较大的威胁,为了最大限度地抑制电磁干扰信号,滤波、屏蔽、接地是其中最有效的三个办法。美国Harris公司成功地将电磁干扰滤波器应用于DX型发射机的电源通路中,比如,DX-200发射机中用于对二进制+125V电源进行电磁干扰滤波的直流电磁干扰滤波器;DX-600发射机合成器中用于对+220V电源进行电磁干扰滤波的交流电磁干扰滤波器等。
2故障现象及故障原因
2006年,我们参与了国家广电总局641台DX-600全固态中波水冷发射机的装调机工作。在调机过程中,高功率试机时听到一声来自PB3单元(DX-600中的一个PB200功放单元)整流机柜内交流接触器的吸合、断开声音, PB3掉功率,发射机切换为N-1工作(PB3被甩掉),查看PB3单元电源显示板指示“电源电流故障”。经过仔细排查,发现来自3Φ205VAC电流变换器的电流取样输出线与+125V电源(给二进制功放模块供电)的电磁干扰滤波器输入线和输出线紧紧地缠绕并用扎带捆扎在一起,将其分开(如图1)。高功率开机,PB3单元运行正常,发射机运行正常。
3故障分析
3.110KVAC/205KVAC主变压器次级的中线+125V电源工作原理(如图2)
10KVAC/205KVAC变压器采用“Y”连接方式,次级3Φ205VAC经三相全波整流电路,再经过滤波电路得到+250VDC电源,该电源给功放级射频放大器供电;次级的中线+125V电源经半波整流后,得到+125VDC电源,由于变压器次级3Φ205VAC电源线上的电流非常大,并且电源波形不是理想的正弦波,而是有高次谐波分量存在,这样与3Φ205VAC电源并行的+125V电源线上就会有比较强的电磁干扰存在,为了消除电磁干扰信号对二进制模块产生的电源电磁干扰,Harris公司给+125VDC电源加装了电磁干扰滤波器FL3,再经过滤波阻流圈L1及滤波电容后得到比较理想的+125VDC电源,该电源给二进制射频放大器供电。
3.23Φ205VAC电流变换器的电流取样工作原理(如图3)
变压器次级3Φ205VAC电源经三相1200:5的电流变换器,再经过三相全波整流堆CR1后,将得到的信号送到电源控制板,用于实现对3Φ205VAC电源电流地实时监测。(参看图4)该取样信号送至电源控制板的J1-4与J1-6(在高功率状态下J1-4的数值为4.48VDC,J1-6的数值为4.11VDC),经缓冲放大器U1放大后,一路由U12-1设置的门限电平进行比较,用于检测峰值过电流故障;另一路经过低通滤波电路,由U12-2上的同一组门限电平进行比较,用于检测平均值过电流故障。这两个过电流故障经过或门连在一起,产生电源电流故障(I-FLT)信号。
3.3 故障过程分析
从变压器次级3Φ205VAC电源的中心抽头得到+125V电源,该线路比较长,并且和3Φ205VAC电源线并行送至整流机柜,因为3Φ205VAC电源线上有高次谐波存在,导致+125V电源线上有较强的电磁干扰存在。所以要在+125V电源线送至整流机柜之前加装直流电磁干扰滤波器。但是在实际的线路中,该直流电磁干扰滤波器输入线与输出线用扎带捆扎在一起,使输入线和输出线发生空间耦合,将滤波器旁路掉。由于直流电磁干扰滤波器输入线、输出线和3Φ205VAC电流变换器的电流取样输出线都是用扎带捆扎在一起的,+125V电源线上的电源电磁干扰信号直接进入3Φ205VAC电流变换器的电流取样信号中,引起送到电源控制板J1-4与J1-6的电平发生改变,经过缓冲放大器电路、低通滤波器电路、峰值及平均值电流检测电路后产生一个电源电流故障-低电平信号。这个电源电流故障-低电平信号一路送到电源显示板的J1-13,用于故障的指示;另一路最终送到控制板,产生一个发射机关机信号。
从图3可以看出3Φ205VAC电流变换器的电流取样输出线已经有一根屏蔽线,且与发射机机壳接触良好,为什么还会被电源电磁干扰信号所干扰呢?没有错,使用屏蔽线能够有效地减小传输线的电磁干扰辐射和接收电磁干扰的能力,但是屏蔽线的屏蔽效能对屏蔽层的端接方式依赖很大,并且屏蔽线的屏蔽层由于是金属编织网构成的,在高频时屏蔽效能较差,致使+125V电源线上的电源电磁干扰信号干扰了3Φ205VAC电流变换器的电流取样信号。
4直流电磁干扰滤波器简单介绍
直流电磁干扰滤波器是用在直流电源线上的低通滤波器,其作用是滤除传输导线上所不需要的高频干扰成份。加装直流电磁干扰滤波器是一种解决电源电磁干扰辐射和接收有效的方法,未使用滤波器时脉冲信号的频谱,从图5可以看出,脉冲信号的高频成份很丰富,使用了滤波器以后,脉冲信号频谱发生了很大地变化。从图6可以看出,脉冲信号的高频成份大大减少了。
直流电源电磁干扰滤波器对电磁干扰的抑制作用不仅取决于滤波器本身的设计和它的实际工作条件,而且在很大程度上还取决于滤波器的安装情况。
(1)滤波器引线与安装位置问题。考虑到电源线除了沿电源线的传导时会传输电磁干扰外,还会在传输过程中将电磁干扰辐射出去,对附近的敏感电路或元器件造成辐射耦合。因此必须考虑滤波器的输入线和输出线之间不存在耦合,否则会导致滤波器的性能下降。因此,滤波器的输入线最好不直接引入设备内部,而是经过滤波之后才进入设备内部,利用设备机壳的自然屏蔽作用,把电源产生的辐射场排除在设备外部。
(2)滤波器输入线不要过长,滤波器的引脚或引线均要尽可能的短,同时滤波器输入线和输出线不要靠得太近,避免滤波器性能下降。
(3)滤波器接地要可靠,并且不能单根线接地,要与金属机壳大面积接触。
5 结语
篇10
【关键词】有源滤波器;谐波补偿;滑模控制
引言
随着现代工业的发展，各种非线性和时变性电子装置如逆变器、整流器及各种开关电源等大规模地应用，导致了电力系统的电能质量问题。电能质量的下降严重影响着供电、用电设备的安全运行，引起世界各国的高度重视[1]。并联有源电力滤波器作为补偿电力系统中谐波电流的有效装置，越来越受到人们的关注。其研究的重点主要包括有源滤波器的建模方法和参考信号跟踪控制方法。
一、有源滤波器的发展现状
文献[2]-[3]采用间接电流控制方法设计了并联有源滤波器。文献[2]将滑模控制方法运用到电压控制，实现了电源参考电流幅值的计算，并在此基础上建立了直接和间接电流控制有源滤波器。[3]提出了间接电流控制不需要补偿电流检测装置，只需要电源电压电流检测和直流侧电压检测装置。这种方法能有效的减少系统对硬件的需求，且易于DSP实现。文献[4]在传统滞环控制的基础上加入了积分环节，构造了一种新型滑模控制，有效的降低了电源电流的稳态跟踪误差。在三相四线制有源滤波器系统中，一些研究者对有源滤波器的一些控制方法进行了比较。滑模控制是一种设计和分析紧密结合，对模型不确定和对外界扰动具有鲁棒性的控制方法。该控制方法迫使系统在一定特性下沿规定的状态轨迹作小幅度、搞频率的上下运动，即所谓的“滑动模态”。因此，滑模变结构控制非常适合用于有源电力滤波器参考电流信号的跟踪控制。采用滑模变结构控制方法设计有源电力滤波器，其中滑模控制谐波串联补偿器并提出了一种离散自适应滑模控制理论。本文提出一种新型的滑模控制方法用于参考电流的跟踪控制，并结合间接电流控制方法设计了并联有源滤波器，其主要有点如下：
（1）采用间接电流控制技术的优势在于它不需要谐波检测装置，只需要电源电压、电流检测装置和补偿电路直流侧电压检测装置。较直接电流控制技术，间接电流控制方法系统结构简单，硬要需求，谐波补偿效果好，且易于DSP实现
（2）与滞环比较控制方法相比，新型积分滑模控制方法用于参考电流跟踪控制，可以降低电流跟踪误差，提高有源滤波器的谐波补偿效果。即使在电源电压含有谐波和负载变化情况下，所设计的新型滑模控制间接电流控制有源滤波器仍然具有良好的谐波处理效果。
二、三线三相制并联有源滤波器的控制算法研究
为了简化分析，假设并联有源滤波器中的IGBT是理想器件，忽略IGBT的等效电阻以及“开”状态的向上切换时间和“关”状态的向下切换时间，整个系统包含以下几部分：
补偿电路：补偿电路通过产生与谐波电流大小相等、方向相反的补偿电流，抵消负载电流中的谐波分量，使电源电流成为与电压同相位的正弦波电流。
参考电流信号计算模块：本设计采用PI调节器控制直流侧电压稳定，并将PI控制器输出经过低通滤器处理后与sin（wt）、sin（wt+120o）、sin（wt-120o）相乘用作电源参考电流幅值ISp。参考电流应该与电源电压同相位。
滑模变结构控制器：滑模变结构控制器采用一种新型积分位置跟踪滑模控制方法。滑模控制器输出经过滞环比较控制器生成PWM控制信号（g1、g2、g3、g4、g5、g6）。
测量仪器：用于测量电源电压、电流和直流侧电压。
定义（iSa、iSb、iSc）为电源电流，（iLa、iLb、iLc）为负载电流，（ica、icb、icc）为补偿电流。根据基尔霍夫电流定律得：
（1）
三相三线制有源滤波器的状态方程如下：
（2）
其中：
（3）
开关函数ji=0或者，i=a、b、c。
电源电流参考信号（iSaref、iSbref、iScref）由参考电流信号发生器产生，为了使生成的电源参考电流与电源电压具有相同的相位，本设计采用3个锁相环构造单位正弦信号（sin wt，sin（wt-120o），sin（wt+120o）。PI控制器主要用于控制直流侧电压稳定。负载电流幅值通过PI控制器输出与比例因子k相乘实时估计。为了获得相对稳定的幅值信号，本设计采用低通滤波器过滤参考电源电流幅值信号Iref的高频分量。间接电流控制方法的电源电流参考信号可以由单位正弦信号（sin wt，sin（wt-120o），sin（wt+120o）与参考电源电流幅值信号Iref相乘构造。
滑模控制由于具有快速性和对大范围负载变化的稳定性等优点，被广泛应用于有源滤波器的控制。假设电源电流为（iSa、iSb、iSc），电源参考电流为（iSa、iSb、iSc），跟踪误差误差为ea、eb、ec，则：
（4）
误差变化率为：
（5）
滑模变结构控制器的控制量可以表示为ui=kei，其中i=a、b、c。
有源滤波器的控制信号为电容两端电压Vdc。外环PI控制回路控制Vdc稳定。根据切换函数Si与IGBT门控制信号的关系得：当Si为正时，i相电桥上桥臂IGBT导通，下桥臂IGBT关断;当Si为负时，i相电桥上桥臂IGBT关断，下桥臂IGBT导通。
三、仿真和实验结果分析
在实验条件下，采用MITLAB进行仿真。非线性负载由通用电桥和RL串联支路构成。仿真系统结构图如图1所示：
图1 三相三线并联有源滤波器结构图
A相负载电流波形、参考电流幅值信号波形、电源参考电流波形符合国家标准。从结果可以看出，各阶段参考电流幅值平均值与负载电流幅值大小相等。当能量流入补偿电路时，补偿电流增大;当能量流出补偿电路时，补偿电流减小。参考电流幅值平均值与负载电流幅值相等可以保证主电路与补偿电路之间能量流动量最小，提高系统的稳定性和有源滤波器的谐波补偿效果。
为了简化分析，我们设计电容电压初始值为350V。PI控制器用于直流侧电压稳定控制，电压参考值与稳定值之间的差值用于负载电流幅值的计算。直流侧电压参考值与稳定之间的差值随着负载电流的增大而增大。PI控制器输出与负载电流幅值成比例，比例因子为k，因此，PI控制器输出与比例因子相乘用于计算参考电源电流幅值。为了减少幅值信号的抖振，采用低通滤波器滤除信号中的高频成分。
补偿后的电源电流波形、补偿电流、电流跟踪误差符合要求，在对负载电流、处理后电源电流进行谐波分析。根据2000年国际电工委员会（IEC）颁布的电磁兼容标准IEC-61000，低压电网谐波含量必须小于5%。补偿前负载电流THD=24.72%，远远高于国际标准。采用滞环比较法间接电流控制有源滤波器处理后，电源电流谐波含量为3.35%。采用新型滑模变结构间接电流控制有源滤波器处理后，电源电流谐波含量降低为2.51%。
四、结论
本文在间接电流控制有源滤波器的基础上，设计了一种滑模变结构控制方法，用于内环电路电源电流的跟踪控制。PI控制器用于直流侧电压控制，其输出信号与比例因子k相乘后得到幅值信号。电源电流幅值信号与三相单位正弦信号相乘构成与电源电压同相位的电源电流的参考信号。仿真实验结果显示，以观察系统对外界负载变化的鲁棒性和适应性。系统生成的电源电流参考信号与电源电压同相位。新型滑模变结构控制方法比滞环比较法具有更好的电流跟踪性能，所设计的滑模控制器可以替代滞环比较控制器以提高有源滤波器的谐波补偿效果。间接电流控制方法硬件需求少，结构简单，易于实现，未来可以考虑采用自适应控制、智能控制等先进控制理论，提高有源滤波器的谐波补偿效果。
参考文献
[1]姜齐荣，赵东元，陈建业.有源电力滤波器结构、原理、控制[M].科学出版社：北京，2005.
[2]D.Nedeljkovic，M.Nemec，K.Drobnic，V.Ambrozic.Direct current control of active power filter without filter current measurement[C].International Symposium on Power Electronics，Electrical Drives， Automation and Motion.2008：72-76.
