放大器电路范文

导语：如何才能写好一篇放大器电路，这就需要搜集整理更多的资料和文献，欢迎阅读由公务员之家整理的十篇范文，供你借鉴。

篇1

关键词：仪表；放大器；原理；设计

1.引言

一般智能仪表所采集到的信号都是非常微弱的信号,这些信号都具有小信号的基本的特征:信号的幅值很小通过在毫伏级别,并且所采集到的数据当中存在着较多的噪声。针对这种微弱的带有噪声的信号,一般首先利用智能仪表所自带的放大电路将信号进行放大处理。但是放大的目的不仅仅局限于提高信号的幅值大小,在很大程度上是为了提高信号的信噪比;仪表的等级是根据仪表所能够分辨的小信号的级别来进行划分的,其中动态范围也是衡量其很重要的一个指标。智能仪表的输入信号的范围在很大程度上取决于仪表自身所带的放大电路。本文在智能仪表自身所带的放大电路的结构和原理的基础上对仪表放大器的电路进行设计,并且设计出了常见的几种仪表的放大器的电路,并且给出了电路放大器的特点,为智能电子仪表的改进和改良提供了切实的理论依据和实践基础。

2.仪表放大电路的组成和原理

智能仪表的放大电路的结果如下图所示，其一般由两级的差分放大电路组成。其中前两个放大器A1和A2是通过同相输入的方式，这种输入的方式能够在一定程度上提高电路的输入的阻抗，能够减小电路结构对于输入信号的衰减的作用。利用差分的信号输入可以使得放大电路对于信号的方法仅仅局限在对差模信号的放大上，并且能够在一定程度上提高后级别的差模信号和共模信号的幅值之比，也就是共模抑制比，在本实例中A3是放大电路的核心，在控制共模抑制比不便的情况下最大程度的降低对于电路中各级电阻的精度的要求，最终使得仪表放大电路具有较好的抑制工模信号的能力，此外电路的增益和电路中的电阻有直接的关系通过调节电路中电阻值可以对放大电路的增益进行有效的调节。

3.仪表放大电路的设计

3.1放大电路的方案设计

从现在的技术角度来看实现智能仪表的放大电路的方式主要具有两种形式，一种是通过分立的元器件组合而成，另外一种是由单片机来进行实现。本文利用元器件LM741以及OP07以及集成运算放大器LM324和单片机AD620来对智能仪表的放大器电路进行了方案设计。首先第一种方案是由单个通用性的运放LM741来进行实现，利用3个LM741来组成仪表的运算放大器，另外还包括A1和A2两个集成运放，最后组成的集成运算放大器智能仪表放大电路的方案结构如下所示：另外智能仪表的放大电路亦可以由三个OP07组成，其电路结构和方案1类似，但是其可以用3个OP07来代表原来方案中的A1、A2、A3三个集成运算放大器。此外通过利用集成有四个集成运算放大器的LM324也可以实现智能仪表的放大电路的设计就是方案3，该方案将四个具有独立功能的集成运算放大器放置在一个芯片当中，因而就可以大大减少由于智能仪表在放大电路设计的过程中由于制造的工艺的不同而造成智能仪表的放大电路在性能上的不同，并且该方案在电源的供电方式上选择了单电源供电的方式，因而其能够大大减少电路在设计的过程中所出现的干扰和造成，能够在一定程度上降低干扰因素提高智能仪表放大电路的性能，但是在这过程中电路的工作的原理是和上述方案基本类似的。最后一个智能仪表的放大电路的设计方案是由一个单片机的集成芯片AD620来进行实现的，该电路的设计结构非常的简单，通过一个集成芯片AD620，外加用于调节放大电路放大倍数增益的电阻，再对电路进行电源进行供电就实现了智能仪表放大电路的第四种设计的方案，该方案具有设计方式简单使用非常方便等特点，并且也仅仅需要对相应的控制增益的电阻进行调节就能够对放大电路的增益进行调整。

3.2放大电路性能测试

对于上述所设计的四种智能仪表的放大电路，其中四种电路的设计的结构都非常的类似，其组成的形式都是桥式的电路，都是讲差分输入改为单端的信号输入，本文对于几种方案的信号源的最大输入值和最小输入值以及放大电路的最大增益以及共模抑制比等几个方面进行了测试，其中电路的最大输入和最小输入时在特定的测试条件下使得电路输入信号不失真的情况下能够输入的最大和最小的信号。而放大电路的最大的增益则是值在给定的条件下不失真的时候所能够对输入信号放大的最大的倍数。共模抑制比可以通过一定的公式来进行计算。从仿真的结果来看仿真的效果要比实际测试的效果要好，这是因为在仿真的过程中不会受到各种环节和信号的干扰。在实际使用的过程中各个硬件环节以及认为操作的因素都会对测试的结果产生不同程度的影响。通过测试发现方案2其信号的动态的输入范围是最大的，电路的增益也是最大的，共模抑制比也是最大的，因为该种方案是最优的，该方案的成本要比方案1和方案3稍高，但是要比方案4便宜不少，所以综合考虑成本和性能的因素方案2是最为适宜选择的智能仪表放大器放大电路的设计的方案。

4.结语

在智能仪表中，放大电路的性能直接影响到了仪表的性能，因而提高智能仪表的性能关键就是提高其中放大电路的性能，本文对放大仪表放大电路在其原来结构和原理的基础上进行了重新的方案的改进和设计，并且从输入信号的动态范围，增益以及共模抑制比等几个方面对放大电路的设计方案进行了仿真，综合成本和性能确定了最优的智能仪表的设计方案。

参考文献

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[2]梅玉芳.仪表放大器及其应用问题研究[J].中国科技信息.2006(16)

篇2

【关键词】功率放大器；偏置电路；静态电流；温度补偿

随着我国对北斗卫星通信产业的进一步投入和推广，北斗用户机作为北斗导航系统的重要组成部分引起了广泛关注[1]。功率放大器是北斗用户机中必不可少的一部分，其性能的好坏直接影响到北斗用户机的性能，因此其电路结构和芯片的选型非常重要。LDMOS功放管具有增益大、输出功率高、线性度良好、低成本、高可靠性等优点[2]，因此成为功率放大器设计的首选器件。然而LDMOS的静态电流会随着温度变化而变化，这对功率放大器的增益、饱和输出功率等参数都有很大影响，在高温环境下，这些参数的变化甚至会导致功率放大芯片损坏，因此设计一种针对LDMOS的温度补偿电路对功率放大器的性能至关重要。

1功率放大器设计

在北斗用户机的功率放大器的应用中，功率放大芯片的选取非常重要，除了要求功放芯片在北斗频率上能够达到要求的功率外，还有考虑最大容许工作电流、最大耗散功率、芯片的结温度等因素[3]，并且要留有足够的余量。本设计在北斗频率上要求最大输出功率在10W以上，工作温度大于75℃，经过比较，最终选取HMC308和HMC454为驱动芯片，以英飞凌公司的LDMOSFETPTFA220121M作为功率放大芯片设计一款北斗用户机功率放大器。合适的静态工作点不仅能保证芯片的正常工作，还会影响功率放大器的最佳匹配负载、效率等参数[3]，因此选择正确的静态工作点是设计电路的第一步。由datasheet可知，PTFA220121M的偏置电路中栅极电压为2.5V左右，漏极经过一个四分之一波长线接+28V，常温下功率放大器工作的静态电流为150mA。为了向负载传输最大功率，需要在电路中加入匹配网络，使得负载阻抗等于信号源阻抗的共轭，此外，匹配网络还决定着放大器的驻波比、功率增益、1dB压缩点等指标是否满足设计要求。在PTFA220121Mdatasheet中读取出在1616MHz处的输入输出阻抗，利用ADS软件对芯片做输入输出匹配电路，使得功率放大器的功放管工作在趋近饱和区[4]。由于在北斗频点上采用微带线做匹配电路，电路的面积会非常大，所以电路的匹配采用集总器件做匹配电路.对电路PCB进行加工并测试得到其小信号增益为42dB左右，饱和输出功率在10W以上。在高低温箱内放置两个功率放大器，以20℃为步进，测试每个功率放大器在-45℃～75℃时的特性，使功率放大器在每个温度下保持30分钟后，测得两个功率放大器PTFA220121M的静态电流分别为I1、I2，饱和输出功率分别为P1、P2，画出四个参数随温度变化的曲线，如图1所示。分析数据可知，随着温度的升高，功率放大器的静态电流增加了50mA，即功率放大器在-40℃～75℃内的工作点具有正温度系数，得出温度对功率放大器的饱和输出功率一致性有很大影响。在测试过程中，在没有加激励的情况下，当温度升高到75℃时，功率放大器加电瞬间芯片损坏。功放芯片的结温度和工作环境温度及芯片本身的功耗有关，当温度升高时，芯片的静态电流增加，使得芯片的功耗增加，这两个因素同时增大使得芯片的结温度超过其能承受的最大温度，故而损坏，而北斗用户机实际的工作温度要求能承受75℃，所以要降低芯片在高温下的静态电流来保护芯片。为了保证功率放大器各性能的稳定，在功放芯片的偏置电路中加上温度补偿电路，使栅极电压随温度的升高而降低[5]，保证芯片的静态电流在各个温度下的恒定，从而提高功率放大器性能的一致性。

2温度补偿电路设计

功率放大芯片在工作点附近通常具有正的温度特性，即在一定的栅压下，当工作温度升高时其静态电流升高，当工作温度降低时静态电流降低[6]。由图1的实验结果可知，工作温度的升高使得最大输出功率的波动很大，本设计通过在偏置电路加一个电压补偿网络实现温度的补偿[7]。温度补偿电路采用了温度传感器LMT84，封装大小为2.4mm*2.2mm，其输出电压随着温度的升高而降低。将LMT84的输出端与PTFA220121M的栅极经过电阻相连，通过分析实验数据来分配电阻值，使得温度升高时栅极电压下降，计算得到静态电流下降的幅度正好抵消静态电流增加的幅度，从而保证芯片的静态电流不随温度变化。对两个功率放大器做如下处理：在PTFA220121M栅极和地之间接上屏蔽电缆，在非接地电缆的另一端接电位器。将它们放入高低温箱内，温度设定为-45℃～75℃，每20℃一个步进，功率放大器在每个温度下存储30分钟，测试各个温度下PTFA220121M的静态电流。通过调节电位器的阻值使得PTFA220121M的静态电流在各个温度下保持在150mA，用万用表测试出对应温度下栅极的电压，温度补偿电路如图3所示，PTFA220121M栅极电流为1uA，为了使芯片栅极电压的波动对A点电压影响足够小，选取电阻时保证流过R1的电流I1为50uA左右。LMT84的最大输出电流为50uA，I2取值为40uA。根据叠加定理，电路中各器件之间的关系满足等式(1)、(2)、(3)、(4)，其中UA1、UA2为图2直线中0℃和20℃对应的电压值，UB1、UB2为LMT84工作曲线中的0℃和20℃对应的电压值，计算出各个电阻值，取标称值为：R1=30kΩ，R2=18kΩ，R3=13kΩ，R4=20kΩ。电路设计时要求温度不变时UA1的变化范围为ΔV=±10mV，供电电压为U，为了求出补偿电路中所选电阻和电源芯片输出电压的精度，对等式（2）中UA1在R1=30kΩ、R2=18kΩ、R3=13kΩ、R4=20kΩ、U=5V处对R1、R2、R3、R4、U求偏导数，计算得出ΔR1=±0.8%R1，R2=±1%R2，R3=±3%R3，R4=±60%R4，ΔU=±9%U。由计算结果可知，R1的变化对UA1的影响最大，所以要求其精度最高，由于市面上常用的贴片电阻最高精度是±1%，所以取R1=(30±1%)kΩ。R4的变化对UA1的影响很小，对其精度几乎没有什么要求。电路中供电芯片选用的是LDO，其输出电压精度在±1%，满足设计要求。最后确定电阻值为：R1=(30±1%)kΩ，R2=(18±1%)kΩ，R1=(13±1%)kΩ，R4=(20±10%)kΩ。

3实验结果和数据分析

加入温度补偿电路的功率放大器实物如图4所示，其中每个芯片和改进前功率放大器用的芯片都属于同一批次，常温下对功率放大器进行测试，输入1616MHz信号，功率大约为0dBm，测试得静态电流为150mA，加电200ms测试出功率放大器的最大电流为650mA左右，最大输出功率10W以上。将两个功率放大器放在高低温箱内，按照以20℃为步进、每个温度下存储30分钟的方法测试-40℃～75℃下的静态电流，得出静态电流I11、I22和饱和输出功率P11、P22随温度变化曲线如图5所示，可以看出同一个功率放大器在不同温度下的静态电流变化很小，饱和输出功率的一致性也有明显改善，并且功放芯片没有损坏现象4小结本温度补偿电路设计简单，易于实现。将改进后的功率放大器用在北斗用户机中，经大量测试显示，加入温度补偿电路后，温度在-40℃～75℃时，功率放大芯片的静态电流基本一致，增益均在40dB以上，饱和输出功率均大于10W。这说明，该温度补偿电路对功率放大器在不同温度下的静态电流有很好的补偿作用，从而成功避免了因温度变化而导致芯片损坏情况的发生。

参考文献

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关键词:GaAs HBT;功率放大器;温度补偿电路;在片

Abstract:A new on-chip temperature compensation circuit for GaAs-based HBT RF amplifier applied to wireless communication was presented. The simple compensation circuit is composed of one GaAs HBT and five resistors with various values, which allows the power amplifier to achieve better thermal characteristics with a little degradation in performance. It effectively compensates for the temperature variation of the gain and the output power of the power amplifier by regulating the base quiescent bias current. The temperature compensation circuit is applied to a 3-stage integrate power amplifier for wireless communication application, which results the gain variation improved from 4.3dB to 1.1dB in the temperature range between -20℃ and +80℃.

Key word: GaAs HBT; power amplifier; temperature compensation; on chip;

1引言

随着信息技术的发展,对功率放大器的需求量日益增大[1,2],并且对功率放大器提出越来越高的要求[3]。众所周知, InGaP/GaAs HBT射频功率放大器的功率增益和输出功率都严重地受到外界环境温度的影响[4]。因此,提高功率放大器的热稳定性显得尤为重要。目前提高射频功率放大器温度补偿的方法,一般采用片外元件控制功率放大器的偏置电流或者输入信号的方式调节功率增益和输出功率,实现温度补偿作用。这种片外调节的方式将使功率放大器模块体积更加臃肿。为了提高集成度,实现功率模块的小型化,将温度补偿电路于功率放大器在同一单片内实现已经成为一种趋势[4 - 6]。

本文基于无线通信系统的应用,提出一种应用于InGaP/GaAs HBT射频功率放大器的在片温度补偿电路结构。这种温度补偿电路由一个GaAs HBT和五个阻值大小不同的TaN薄膜电阻组成,通过实现调节基极静态偏置电流的方式实现对功率放大器的温度补偿。通过这种在片的方式实现温度补偿,大大提高了功率放大器的集成度,既有利于提高电路性能,更有利于节省成本。

2GaAs HBT VBIC 大信号模型

实验采用由稳懋半导体提供的商用化的GaAs HBT VBIC大信号模型进行模拟仿真,该模型包括基于G-P模型的HBT本征晶体管和衬底寄生晶体管两部分。图1示出GaAs HBT VBIC大信号模型的等效电路图。等效电路除了晶体管本征部分和衬底寄生晶体管之外,还包括热效应等效网络和剩余相位网络。本实验中采用VBIC大信号模型具有如下特点:精确模拟基区宽度调制效应;准确表征寄生衬底晶体管;提高Kirk效应的HBT准饱和特性;增强电子渡越时间模型;近似的分布式基极描述;弱化雪崩电流效应;小信号相位漂移以及瞬态分析相位漂移的一致性处理;改进的空间电荷电容模型;准确模拟自热效应;改善的温度模型。

为了准确地描述外部环境温度变化引起的热效应以及自热效应,GaAs HBT VBIC模型专门针对这种现象建立了与外部环境温度相关和异质结结温相关的热等效网络,如图1所示。

3温度补偿电路

由于InGaP/GaAs HBT具有很强的热敏感性,器件性能受外部环境温度以及自热效应的影响很明显,从而导致基于InGaP/GaAs HBT研制的射频功率放大器增益明显的受环境温度影响。图2(a)示出单级功率放大器的小信号增益随环境温度变化的特性曲线,由图可以看出,随着温度的增加增益急速下降。这被认为与HBT器件的跨导变化莫大的关系,因为对于GaAs基HBT器件而言,静态偏置电流会随温度的增加而减小,从而导致器件跨导随之减小。众所周知,功率放大器的增益与器件的跨导呈之比。因此调节HBT器件的跨导是改善放大器功率增益随温度变化的有效手段。图2(b)示出AB类工作的功率放大器小信号增益与基极静态偏置电流的关系曲线。由图可以看出基极静态偏置电流的微量增加,会导致功率放大器增益的显著提升。这同样是因为HBT器件跨导的变化引起的,因为对于工作在AB类的功率放大器而言,HBT器件的跨导随着静态配置电流的增加而显著增加。由此可见,可以通过调节功率放大器的基极静态偏置电流的方法,提高HBT器件跨导,从而有效地改进放大器功率增益的温度特性,因此,在功率放大器HBT器件的基极偏置端添加一个温度补偿电路调节基极静态偏置电流显得非常必要。

图3示出InGaP/GaAs HBT射频功率放大器带温度补偿结构的射极跟随器型偏置电路原理图,其中黑色虚线框内为温度补偿结构。该偏置电路由一个InGaP/GaAs HBT和五个阻值大小各不相同的TaN薄膜电阻组成。由晶体管HBT Q2的基极电压Vs决定Q2的发射极电流,由发射极电流和发射极电阻共同决定偏置电路的辅助电压Vaux,通过辅助电压Vaux和辅助电阻Raux调节射极跟随器型偏置电路中二极管结构连接的晶体管D2的集电极电压V1。

对于射极跟随器型偏置电路,功率放大器的基极静态电流主要由发射极跟随器晶体管Q1的输入电阻和基极电压V2决定。随着外部环境温度的改变,温度补偿电路通过调节电压V1的方法,进而调节晶体管Q1的基极电压V2和功率放大器晶体管QRF的基极电压Vin,从而调节功率放大器晶体管QRF的基极静态偏置电流,实现增强功率放大器的功率增益随环境温度变化的稳定性的目的。对于温度补偿电路而言,需要对晶体管Q2各端选择合适的电阻值,确保在室温条件下辅助电阻Raux两端电压Vaux等于V1。

当温度升高时,温度补偿电路节点aux的电压Vaux减小速度低于V1的减小速度,致使Vaux大于V1,因此有附加电流从节点aux流向节点1,从而提高节点1的电压V1,进一步提高电压V2和功率放大器晶体管QRF基极电压Vin。一方面,提高电压V2会使得参考电阻Rref两端电压降低,减小参考电流Iref;另一方面,提高Q1的基极电压V2和QRF的基极电压Vin,使得晶体管Q1的基极和发射极两端电压增加,降低晶体管Q1的基极电阻,从而提高晶体管Q1的基极电流,进而提高功率放大器晶体管QRF的基极静态偏置电流。反之,当温度降低时,电压Vaux低于V1,因此有附加电流从节点1流向节点aux,从而使得电压V1、V2和Vin都将降低,导致晶体管Q1的基极电流减小,进而降低功率放大器晶体管QRF的基极静态偏置电流。

特别需要提及的是,对于调节高温和低温条件下的的功率增益大小,辅助电阻Raux阻值的选取非常重要,合适的阻值能将电阻Raux两端的电压差调节到需要的值,达到高温和低温时的功率增益没有明显差异。

4结果与讨论

为了验证上述提出的温度补偿电路的可行性,将温度补偿电路应用到实际功率放大器电路中。图4示出应用于无线通信系统的单片集成射频功率放大器的原理图。对于射频功率放大器而言,需要尽可能的得最高的效率和最高增益。为了实现这个目标,功率放大器的晶体管选择合适的发射极面积,并设法使功率放大器工作在AB类。实现将温度补偿电路与射频功率放大器集成在单颗GaAs基片上。

基于稳懋半导体公司提供的商用InGaP/GaAs HBT VBIC大信号模型,分别对有无温度补偿结构的射频功率放大器进行仿真。图5示出有无温度补偿结构的射频功率放大器在环境温度为-20℃, 25℃ 和+85℃条件下的小信号S21参数,其中图5(a)为没有温度补偿结构的S21参数,图5(b)为有温度补偿结构的S21参数。由图可以看出温度补偿结构能有效地减小小信号S21参数随温度变化的变化量。图6示出有无温度补偿结构的射频功率放大器功率增益随温度变化的特性,其中实线为没有温度补偿结构,虚线为有温度补偿结构。由图可以看出,当温度从-20℃ 增加到 +85℃时,没有温度补偿结构的功率放大器增益从14.3dB下降到12.8dB,下降量为1.5dB,而有温度补偿结构的功率放大器增益从13.7dB下降到13.4dB,下降量只有0.3dB。由此看出,温度补偿结构使得功率放大器的功率增益随温度的变化的稳定性大大提高。图7(a)(b)分别示出有无温度补偿结构的功率放大器功率特性曲线,其中图7(a)没有温度补偿结构,图7(b)有温度补偿结构。由图可以看出,引入温度补偿结构,使得功率放大器在不同输入信号条件下的的功率增益、输出功率和效率随温度的变化量都大幅度减小。由图可以看出,在-20℃到+85℃的温度范围内变化时,具有温度补偿结构功率放大器的输出功率能稳定在37.7dBm以上,同时功率附加效率PAE在57%以上。从上述系列的结果可以看出,这种结构简单的温度补偿电路非常适合应用于无线通信系统的射频功率放大器。

5结论

本文提出一种应用于InGaP/GaAs HBT射频功率放大器的温度补偿电路,这种温度补偿电路具有结构简单,与功率放大器电路集成在同一个单片芯片的特点。采用该温度补偿电路通过调节功率放大器的基极静态偏置电流的方式补偿放大器功率增益随环境温度的变化,有效地提高功率放大器的热特性。将温度补偿电路应用到实际射频功率放大器中,使得在温度范围-20℃到+85℃内变化时,功率放大器的功率增益随温度的变化量从1.5dB下降到只有0.3dB,功率放大器的输出功率能稳定在37.7dBm以上。本文提出的温度补偿电路是一种非常适合应用于无线通信系统的射频功率放大器的温度补偿结构。

参考文献

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关键词：高频电子线路；小信号放大器；S参数；教学

Research of teaching method on small-signal amplifier in high-frequency circuits

Tang Jian

Yancheng Teachers University， Yancheng， 224051， China

Abstract： Through several years' teaching practice， the S-parameters of microwave engineering are introduced in the process of teaching high-frequency circuits properly， as well as the software simulation， which make the students understand and related knowledge point from multiple perspectives. The proposed teaching method has achieved good teaching effects in the classroom teaching.

Key words： high-frequency circuits； small-signal amplifier； S-parameters； teaching

高频电子线路课程主要讨论应用各种无线电技术的高频电子线路，结合无线电通信方式讨论设备和系统中高频电路的线路组成、工作原理及工程设计计算，如选频网络、高频小信号放大器、高频功率放大器、高频接收机及发射机等[1-2]。高频电子线路与低频电子线路的区别在于，前者处理的信号为高频电磁波信号，需要使用电感及电容组成的选频网络实现输入级和输出级的阻抗匹配。

高频小信号电路的教学从分析晶体管的高频小信号模型入手，把完整的放大器结构看成双端口网络，建立导纳矩阵的Y参数小信号模型，在阻抗匹配部分采用的是电感抽头式电路与电容组成的谐振网络，通过阻抗匹配的要求推导出接入系数的关系式，但在常规教学中，阻抗匹配只是用来推导接入系数，并未做深入的解释，学生对阻抗匹配概念比较模糊。笔者在教学中引入微波工程中S参数的概念，使学生更深刻地理解高频小信号放大器阻抗匹配的物理意义。结合微波电子技术中小信号低噪声放大器，为学生学习小信号放大器提供了一个新的认识角度。

1 高频电子线路中小信号放大器的组成

高频小信号放大器由信号源、晶体管、并联振荡回路和负载阻抗并联组成，因此，采用导纳分析比较方便，其中输出回路中抽头系数为P1，变压器接入系数为P2，在引入晶体管Y参数模型后，假设不存在内反馈，即yre=0，并把晶体管集电极回路和负载折合到振荡回路两端（1和3）后的等效图如图1所示[1]。

图1 折合到1和3两端后的等效图

由图1可得谐振增益[1]：

（1）

为了获得最大增益，负载阻抗需和信号源内阻相同，因此，满足的匹配条件如式（2）所示。根据式（2）即可求出接入系数P1和P2，分析自激条件可得到稳定系数S，从而完成高频小信号放大器设计[1]。

（2）

（3）

虽然在常规的高频电子线路教学中，根据以上内容已完成高频小信号放大器的设计教学，但其中关于阻抗匹配的概念仅是一带而过。由于高频电子线路中处理的是高频电磁波信号，所谓阻抗匹配，即无反射波，所有高频的微波信号皆能传至负载，不会有信号反射回源点，从而提升能源效益[3，4]。因此，笔者在教学中引入微波技术中的散射参量S的概念，并使用软件完成高频小信号放大器的仿真，加深学生对高频小信号放大器的理解。

2 散射参量S的概念

设n端口网络的第j个端口接微波源，其余所有端口接匹配负载，即网络只有一个电压入波aj，按上面的公式可知，任意一个端口的电压的出波[3]：

（4）

（1）如果i≠j，按照归一化电压波的定义可知：

（5）

（6）

公式（5）和（6）表明，在网络负载端口都处于匹配的状态的条件下，Sij的物理意义是任意两个端口之间的归一化电压传输系数；当相关端口的特性阻抗相同时，其物理意义是两个物理端口的电压传输系数；其模的平方是两端口之间的功率传输系数。

（2）如果i=j，按照归一化的电压波的定义可知：

（7）

公式（7）表明，在网络的各负载端口都处于匹配状态的条件下，Sij的物理意义是任意端口的电压发射系数。因此，使用散射参量S即可表征高频小信号放大器的传输增益、反射系数以及阻抗匹配情况。

3 采用S参数分析法的高频小信号放大器的软件仿真

在课堂上使用软件仿真演示采用S参数分析法的高频小信号放大器设计和分析过程，具有步骤简单易实现且效果直观的优点。高频晶体管放大器与低频放大器的设计方法有明显的不同，它需要考虑一些特殊的因素，其中最重要的是输入信号与晶体管良好的匹配以及放大器的稳定性分析。稳定性分析以及增益、噪声系数等都是设计高频放大器电路时必须考虑的基本问题，只有综合考虑这些问题，才能设计出符合实际应用要求的高频晶体管放大器。

我们采用ADS软件仿真实现高频晶体管低噪声放大器。ADS是美国安捷伦公司开发的高频电子设计自动化软件，包括时域电路仿真（SPICE类仿真）、频域电路仿真（谐波平衡，线性分析）、通信系统仿真等。小信号放大器采用的是小信号SP模型，模型中已经带有确定的直流工作点[5]。和理论教学的过程一致，首先进行直流特性的仿真，仿真电路图如图2所示。仿真结果如图3所示，选定晶体管的直流工作点后，可以进行晶体管的S参数扫描，对应的工作点为Vce=2.7 V，Ic=5 mA。由于SP模型本身已经对应于一个确定的直流工作点，因此，在做S参数扫描时无需加入直流偏置，仿真结果如图4所示。图4给出的是S11参数，可见在工作频率2 GHz处的反射系数依然较大，为-6.5 dB，可知当前晶体管的输入端反射较大，输入匹配不好。

图2 晶体管直流工作点扫描仿真电路图

图3 直流特性仿真结果图

图4 晶体管的S11参数仿真结果图

由晶体管的S参数可得其在2 GHz的输入阻抗为（18.89+j*6.81）Ω（虚部表示含有感抗部分），为实现良好的输入及输出匹配，引入用微带线分布参量实现的等效电感电容选频网络，仿真电路结构图如图5所示，所匹配的阻抗大小均为50 Ω，亦即选频网络的阻抗变化作用，将晶体管的输入输出阻抗均变化为信号源的标准阻抗50 Ω，从而实现阻抗匹配，降低输入信号的反射，并获得最优的传输增益。放大器的工作中心频率选在2 GHz。

图5 使用分布参数微带线匹配后的小信号放大器仿真图

经过仿真后的S参数结果如图6～图8所示。其中S11反应的是输入匹配情况，S11越小，输入匹配则越大，S22反应的是输出匹配情况，S22越小，输出端反射越小，匹配越好。S21则是放大器的增益，在2 GHz下达到了10 dB。

图6 匹配后的放大器S11参数仿真结果图

图7 匹配后的放大器S22参数仿真结果图

图8 匹配后的放大器S21参数仿真结果图

该仿真为学生提供了直观形象的高频微波小信号放大器的设计过程，并引入了S参数的概念，使学生对小信号放大器设计过程中输入及输出匹配的影响有了更深刻的认识。

4 噪声系数在高频小信号放大器教学中的介绍

高频小信号放大器一般用作各类无线电接收机的高频或中频前置放大器，也用于高灵敏度电子探测设备的放大电路。在放大微弱信号的场合，放大器自身的噪声对信号的干扰可能很严重，因此，希望减小这种噪声，以提高输出的信噪比。由放大器所引起的信噪比恶化程度通常用噪声系数F来表示[6]。理想放大器的噪声系数F=1（0分贝），其物理意义是输出信噪比等于输入信噪比。一般对于低噪声放大器使用高Q值电感完成偏置和匹配功能，由于电阻会产生额外的热噪声，放大器的输入端应避免直接连接到偏置电阻，低噪声放大器PCB应具有损耗低，易于加工和性能稳定的特点，均匀材料的物理和电气性能（特别是介电常数和厚度），虽然对材料的表面光洁度有一定要求，也可以使用通常在FR-4（介电常数4和5之间）的基片，如果电路需要高氧化铝陶瓷等材料，可以使用作为底物的微波板PCB布局，要考虑到邻近相关电路的影响，注意过滤，接地和外部电路设计，以满足电磁兼容的设计原则。

通过在电路原理图中加入噪声系数计算控制器和稳定系数计算控制器，为学生演示噪声系数和稳定性系数的仿真结果，并设置优化控件。为提高稳定性，在晶体管源级增加电感，最终得到以上高频小信号放大器的噪声系数及稳定系数（如图9和10所示）。可见在2 GHz下的噪声系数仅为1.925，稳定系数大于1。

图9 优化后的放大器噪声系数仿真结果图

图10 优化后的放大器稳定系数仿真结果图

5 结束语

针对高频电子线路中的重要知识点，拓展了高频小信号放大器的教学内容。引用了微波技术中的散射参数S的概念，采用ADS仿真的方法展现了高频小信号放大器的设计过程，通过软件仿真和新的物理概念的引入，在课堂上学生从多个角度深刻认识了阻抗匹配的基本原理和物理含义，低噪声系数的介绍使学习不再局限于教材上的稳定系数的内容，让学生从目前无线电通信接收机的实际要求中深刻领会产业前沿，进一步激发学习本课程的兴趣。

参考文献

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[3] 黄智伟.射频小信号放大器电路设计[M].西安：西安电子科技大学出版社，2008.

[4] 张玉兴.射频与微波晶体管功率放大器工程[M].北京：电子工业出版社，2013.

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关键词：高速CCD；预放电路；寄生电容；高频补偿

中图分类号： TN386.5?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2013）15?0160?03

Design of preamplification circuit for high?speed multi?channel CCD

XUE Xu?cheng， ZHAO Yun?long

（Changchun Institute of Optics， Fine Mechanics and Physics， Chinese Academy of Sciences， Changchun 130033， China ）

Abstract： There are much more CCD output channels in high?speed imaging application and the speed of each channel is also much higher. Multiple amplifiers are needed to amplify the multiple output signals. It is very hard to make the amplifiers close to the CCD when the printed circuit board layout is carried out in the case of application of more amplifiers. Thus， the bandwidth is significantly limited by the parasitic capacitance produced by long wires of printed circuit board， and the low pass circuit formed by the output resistance of CCD. In order to eliminate the bandwidth limitation， the high frequency compensation is used in the circuit design. A method to cut out the ground plane at the feedback terminal of the operational amplifier is adopted to avoid self?oscillation of the amplifier circuit.

Keywords： high?speed CCD； preamplification circuit； parasitic capacitance； high?frequency compensation

0 引 言

电荷耦合器件（CCD）具有低噪声、宽动态范围、高速以及线性响应等优点。在高速成像应用中，CCD必须具有多通道输出的能力。通过多通道并行输出提高成像系统的速度。每个通道的速度也要保持较高的速度，通常每个通道的工作速度能达到25～40 MHz。CCD的输出电阻并不是很小，一般情况下其输出电阻可以达到300 Ω左右[1]。因此需要预放电路进行阻抗变换，使输出电阻变小。且要使预放电路尽可能靠近CCD。因为如果预放电路和CCD有一定距离时，电路板走线会存在一定的寄生电容[2]。该寄生电容和CCD输出电阻形成一阶低通电路，从而限制电路的带宽。然而，CCD多通道输出需要多个放大器对信号进行放大。当放大器数量较多时，电路板布局时就没有足够的空间使放大器靠近CCD放置。放大器不能靠近CCD放置，走线寄生电容就会限制带宽。所以只能通过高频补偿技术来扩展带宽。需要注意到是，高频补偿时一定不要导致放大器工作不稳定。此外高速运算放大器设计不当也极易产生自激振荡。因此，通过电路板设计中去除运算放大器反馈端地平面的方法避免自激振荡。

1 多通道CCD预放电路设计

多通道CCD预放电路中各个通道应该是完全一致的，这可以保证各个通道导致的成像结果具有一致性。因此，下面设计讨论一个通道的设计，其他通道采用完全相同的设计即可。首先对CCD输出电阻和电路板走线进行分析，如图1所示。CCD输出可以等效为电压源V和串联等效电阻[Rc]。走线可以直接用寄生电容[Cp]来表示。那么由于电阻和电容构成了低通电路，因此会限制带宽。式（1）给出其传递函数。

[Hw（s）=11+RcCps] （1）

可见存在一个极点[s=-1RgCp]，即系统在大于该极点对应频率后，响应会按照每十倍频程20 dB下降。

图1 CCD输出电阻和走线等效电容模型

为了不让该极点限制带宽，必须使用零点来抵消这一极点[3]。实现这一功能的电路如图2所示。该电路的传递函数由式（2）给出。该电路引入了一个零点[s=-1（Rg+Rf）Cg]。所以只有让该零点等于上述极点即可实现高频补偿。即满足式（3）即可。该电路在引入零点的同时也引入了一个极点[s=-1RgCg]，所以需要使该极点频率尽可能高，也即[Rg]的值要足够大。

[Hamp（s）=1+（Rg+Rf）Cgs1+RgCgs] （2）

[RcCp=（Rg+Rf）Cg] （3）

图2 CCD预放高频补偿电路

反馈网络的传递函数由式（4）给出：

[Hf（s）=1+RgCgs1+（Rg+Rf）Cgs] （4）

电路中的反馈网络并不会使放大器不稳定。因为反馈网络有一个极点，使得相位会产生延迟，但是反馈网络的零点则使相位产生超前。因此反馈网络使得相位先产生一定的延迟，然后在高频处回到了零相位[4]。这样不会对放大器产生稳定性问题。

2 CCD预放电路的电路板设计

高速运算放大器的电路板设计是电路实现的一个非常重要的部分。即使电路原理设计的再好，随意的电路板设计也会使电路达不到要求甚至产生问题。其中，高速运算放大器的稳定性会受到电路板设计的重要影响。电路板对电路性能的影响产生的主要原因是电路板的寄生参数问题[5]。例如一个运算放大器在电路实现后的等效电路如图3所示。

运算放大器的反相端对地电容对放大器的稳定性具有较大的影响。因为反相端的对地电容和反馈电阻[Rf]在反馈通路上形成了一个额外的极点，该极点使得相位延迟。相位延迟会使得在高频时，负反馈变成了正反馈，从而导致自激振荡。解决这一问题的方法就是把这一寄生电容去除。在具体电路板实现时，就是把反馈端下面的地平面去除。一个双通道的运算放大器布局布线图如图4所示。该放大器为DIP8封装，其中2脚和6脚为两个通道的反馈端。所以2脚和6脚下面的地平面要去除。而反馈电阻焊盘下面的地平面同样也要去除。这样反馈通道中的寄生电容就降到了最低，可以保证放大器的稳定工作。此外，放大器稳定工作和低噪声工作的前提是电源要合理去耦。图4中正负电源的去耦电容都尽可能近地靠近相应电源管脚放置。这样可以有效地降低去耦电路的等效电感，在较宽的频带内提供足够的去耦。

图3 运算放大器的寄生参数等效电路

图4 去除运算放大器反馈端地平面

3 实验结果

为了验证设计，对设计的电路利用LTspice软件进行了电路仿真。CCD输出等效电阻[Rc]为300 Ω。走线寄生电容[Cp]为20 pF。其3 dB带宽只有26.5 MHz，其幅频响应和相频响应曲线如图5所示。预放电路的带宽应该为CCD像素转移频率的4～5倍。因此如果像素时钟频率达到25 MHz，那么寄生电容就严重限制了电路带宽。所以需要进行高频补偿来展宽带宽。这里[Rf]取值为1 kΩ，[Rg]取值为0.28 kΩ，[Cg]取值为4.7 pF，这时就能满足式（3）的要求。

图5 CCD内阻和走线寄生电容的频率响应

图6所示为补偿后的频率响应，可见带宽扩展已经超过了100 MHz。

图6 高频补偿后的频率响应

高频补偿后的放大器对方波的响应如图7所示。

图7 高频补偿后的方波响应

放大器的开环频率响应如图8所示，可以看出当放大倍数将为0 dB时，相位为-145°，不存在稳定性问题。

图8 放大器开环频率特性

4 结 论

高速多通道CCD预放电路设计中存在预放电路不能足够靠近CCD的问题。高速运算放大器存在容易自激振荡的问题。针对上述两个问题，从电路原理和电路板设计的角度进行了高速多通道CCD预放电路分析和设计。通过电路原理设计中应用高频补偿技术，有效地解决了带宽限制问题。通过电路板设计中去除运算放大器反馈端地平面的方法有效地避免了自激振荡。因此，该设计可以有效地应用在高速多通道CCD成像电路中。

参考文献

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[2] HENRY W O. Electromagnetic compatibility engineering [M]. USA： John Wiley & Sons， Inc.， 2009.

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[4] THOMPSON M T. Intuitive analog circuit design [M]. Netherlands： Elsevier， 2006.

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关键词：高频小信号放大器；工作原理；电子技术；无线广播；信息化 文献标识码：A

中图分类号：TN72 文章编号：1009-2374（2016）19-0044-02 DOI：10.13535/ki.11-4406/n.2016.19.020

信号通过长距离的通信传输会受到衰减和干扰，到达接收设备的信号是非常弱的高频窄带信号，在做进一步处理之前，应当经过放大和限制干扰的处理，这就需要通过高频小信号放大器来完成。其功能是实现对微弱的高频信号进行不失真的放大，从信号频谱来看，输入信号频谱与放大输出信号的频谱是相同的。由于高频放大电路常常会产生自激振荡，也容易受各种因数的干扰，并且难以实现阻抗匹配，所以本文对其缺点做了改进和研究。高频小信号放大器主要由输入电路、放大电路和输出电路三部分组成。它的应用比较广泛，主要应用在电视广播以及通信线路中。根据负载的不同，可以将放大器分为两种类型：谐振回路负载的放大器、滤波器为负载的放大器。高频小信号器能够将信号进行有选择地放大，最终实现信号质量的提升、抗干扰性的加强。发射机中的振荡器所能够产生的信号非常微弱，而如果想要将信号的功率进行有效提高，则必须进行高频小信号放大器的使用。而且高频小信号放大器的输入信号应该设置成0.5V以上，甚至可能会更大。

1 高频小信号放大器的工作原理

在将信号进行远距离传送过程中，由于各种因素的干扰，会将信号减弱，最终可能无法被接受设备接收成功。而高频信号就是在这种情况下使用，对信号所受到的干扰进行有效的抵制，只允许所需的信号通过，设备的增益也要足够大，最终能将信号提高被接收器所接受。高频小信号放大器通过将负载回路的使用方式设置为谐振，从而完成对一些特殊频率的信号进行过滤，并将干扰进行对抗匹配。

根据高频小信号放大器的输入信号进行分析，得出它的输入信号一般为小信号，这是由设备的基本构造决定的。接收器所接收到的信号一般比较微弱，工作也就被认为是在线性晶体管范围中的。当线性元件中有晶体管的存在时，能够将其当作有源线性网络分析。高频小信号放大器的工作部位是发射机，目的是为了将信号的衰弱减小，并增加信号的输出功率。

2 高频小信号放大器的特点

高频小信号放大器所发挥作用的信号频率一般是在几百到几千kHz之间的，而信号的宽带则有几千Hz到几十MHz的范围，因此必须运用网络进行频率的选择，而高频小信号放大器的工作范围一般是线性的。

无线电所接受到的信号一般有三种成分，分别为有用信号、干扰信号、噪音信号，而输入电路的功能则是将有用的信号进行筛选出来，并将干扰信号与噪音等的影响进行抵消，而放大线路的功能则与输入线路的功能相反，是将信号进行放大，在设计电路时应该对这些进行考虑并仔细分析。

3 高频小信号放大器的设计要求

高频小信号放大器是通信系统的一个重要组成部分，它的功能好坏会给接收器接收到的信号质量造成直接的影响。而高频小信号放大器的具体设计要求如下：第一，工作频率高。目前使用的GSM数字移动通信系统的手机中，多为900MHz和1800MHz；第二，功率增益必须做到足够高，即放大倍数要足够大；第三，通频带宽是一定的；第四，选择性良好，即选择所需信号和抑制无用信号大的能力要强，故一般负载是谐振回路或滤波器等；第五，信噪率要高；第六，稳定性强，即要求放大器的性能尽可能不受温度、电源等外界因素变化的影响。高频小信号放大器的设计必须要考虑到具体的应用情况，因此在进行实际的设计时，应该对其进行具体的考虑。

4 高频小信号放大器的设计

本文选择晶体管小信号调谐回路谐振放大器的设计为例进行研究，选用高频信号发生器、直流稳定电源、数字万用表、无感起子、数字存储示波器各一台，进行设计。

4.1 对放大电路进行设计

高频小信号放大器的设计按上面的要求，它不仅要放大高频信号，还要有一定的选频能力，故其必须要对产生的噪音控制在一定的范围内，极大程度地降低噪音，这种要求使得放大器所使用的元件必须具备良好的稳定性，同时能够拥有较强的抗辐射能力。

同时为了高频小信号放大器的放大功能可以持续稳定，应该对电容进行有效的控制，因此可以选用同栅同源级联电路。另外，在扩大电流的输出范围的要求上，使得电流也同步进行了增加，经过分析能够得出应该选定的电流的值。

4.2 对输入电路进行设计

设计出的输入电流必须要对抗匹配场效应的输入值进行获取，而要想将阻抗进行变换，则必须要将输入电路将谐振回路与分压式电感设置成并联。而在高频小信号放大器中，要想获得最佳的噪声匹配，应该设置电路的谐振电阻比放大电路中的输入电阻小。

4.3 对输出电路进行设计

设计中，阻抗能够将滤波进行匹配，并将其输出到网络。技术的设计指标中将其品质因素确定为4.9，经过分析，在输出电路中，必须选择负载比较高的电阻。

4.4 总电路的设计

根据三个部分的电路设计，将其连接在一起形成高频小信号放大器的总电路。其中需要直流稳定电源的电压为Vcc=12V，而负载的电阻为RL=1KΩ，选用的高频三极管型号为3DG6。根据这些数据，进行分析、设计，并进行仿真。

4.5 关键指标

4.5.1 谐振增益。放大器的谐振增益是指放大器在谐振频率上的电压增益，记为Au0，其值也可以用分贝dB表示。f0是谐振中心频率，当输入信号的频率刚好等于谐振频率时，放大增益最大。

Auo=Uo/Ui（输出电压与输入电压之比）

Auo=20lg（Uo/Ui）dB（分贝表示）

4.5.2 通频带。谐振回路具有选频作用，当工作频率偏离谐振频率时，放大器的电压放大倍数下降。故习惯上称电压放大倍数Auo下降到谐振电压放大倍数Auo的0.707倍时，所对应的频率范围称为放大器的通频带BW。其数学表达式为：

BW=2Δf0.7=fo/QL（QL为回路的等效品质因数）

5 高频小信号放大器的应用

5.1 高频小信号放大器的仿真试验、制作及调试

根据设计的电路，就可以进行仿真试验，将仿真结果输出，根据仿真结果进行分析，可以得出仿真数据和真实数据的误差相差比较小。将仿真实验的电路制作出来时，由于处于高频区，分布参数的影响存在，放大器的各项技术指标满足设计要求后的文件参数值与设计计算值有一定的偏差，所以在调试时要反复仔细调整才能使谐振回路处于谐振状态。在测试要保证接地良好，调试静态工作点很重要。往往电路并不是刚焊接好就能正常工作的，通常就没有波形或者波形不对，要检查的内容就是看晶体管是否有正常工作。我们说晶体管基极电压在2V左右时是正确的，而且集电极电压VC要大于VB才好，所以在实际电路中，将上偏置电阻换成了一个滑变与一个固定电阻串联，方便调节静态工作点。

5.2 高频小信号放大器的应用分析

经过实验得出，实验数据与实际值之间存在着一定的误差，代表着高频小信号放大器在现实生活的应用中存在着一定的误差，而产生这些误差的原因主要有以下几点：

5.2.1 高频小信号放大器的各组成部分的实际数据与其所设定的理论值存在着一定的差距，例如里面的电阻值可能会受到环境的影响，电阻值以及电容值都会发生变化。

5.2.2 高频小信号放大器的说明书中的参数一般是在一定的情况下进行测试所得的，而现实生活中高频小信号放大器多数使用的环境并不一定，与测试环境有很大的不同，进而使得实际的数据与参数值有一定的差距。

5.2.3 高频小信号放大器的性能指标的参数也是在一定的情况下测得的，当所采用的测量方法不同时，性能指标的参数也会有所不同。而现实生活中，它的应用情况千差万别，因此性能也会受到影响。例如，在我们对高频小信号放大器进行调试的过程中，是通过对波形输出值大小的观察来对电路是否需要调试进行确定的，因此当对调谐频率的测量出现误差时，所得出的数据也会有很大的差别。

5.2.4 高频小信号放大器的使用时间会对器件的性能造成影响，进而影响到其功能。

6 结语

高频小信号放大器在具体的应用中是比较困难的，高频小信号放大器的理论比较简单，在实际应用中它的功能会受到各种因素的影响，我们应该根据其理论研究，对现实应用进行更深入的推广，加强其功能的实现，为无线电广播事业以及电视广播事业做出贡献。实际应用中，高频小信号放大器的最主要问题一般是振荡自激，不能将其各级之间的匹配进行有效阻挡。

参考文献

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仿真，2009，（12）.

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设计[J].2011，（4）.

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文专版）[C].2014.

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器之对比学习[J].科技信息，2008，（36）.

[5] 王海梅.基于Multisim的高频小信号谐振放大器仿真

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关键词 电子电路设计；语音放大电路；Multisim仿真

中图分类号：TP391.9 文献标识码：B

文章编号：1671-489X（2015）16-0037-02

1 设计任务与技术指标

设计任务 设计并制作一个由集成运算放大器组成的语音放大电路，其作用是不失真地放大输入的音频信号。为此，语音放大电路应由输入电路、前置放大器、有源带通滤波器、功率放大器和扬声器几部分构成。

技术指标

1）前置放大器：输入信号Uid≤10 mV，输入阻抗Ri≥100 kΩ，共模抑制比KCMR≥60 dB。

2）有源带通滤波器：带通频率范围300 Hz～3 kHz。

3）功率放大器：最大不失真输出功率Pom≥5 W，负载阻抗RL=4 Ω。

2 工作原理

由于话筒的输出信号比较小，为此需用前置放大器对话音进行放大。声音是通过空气传播的一种连续的波，说话的信号频率通常在300 Hz～3 kHz之间，这种频率范围的信号称为语音信号。声音在空气中传播会产生谐波失真，为了提高输出信号的高保真性能，需要设计频率范围在300 Hz～

3 kHz之间的带通滤波器，用于滤除语音信号频带以外的噪声。功率放大器用于对语音信号进行功率放大驱动扬声器输出，要求输出功率尽可能大，转换效率尽可能高，非线性失真尽可能小[1]。

3 设计方案

根据技术指标要求，可由输入信号、最大不失真输出功率、负载阻抗，求出系统总电压放大倍数Au=894。由于实际电路中存在损耗，故取Au=900。根据各单元电路的功能，各级电压放大倍数分配为：前置放大器11倍，有源带通滤波器2.5倍，功率放大器33倍。

前置放大器 前置放大器为测量用小信号放大电路。由于传声器输出信号的最大幅度仅有若干毫伏，而共模噪声可能高到几伏，在设计中要考虑放大器输入漂移、噪声以及放大器本身的共模抑制比对设计精度的影响，前置放大器应该是一个高输入阻抗、高共模抑制比、低漂移的小信号放大电路。本设计采用具有很高输入阻抗、能与高阻话筒配接的同相比例运算电路作为前置放大器，电路如图1所示，其电压放大倍数Au为：

所以取R1=10 kΩ，R2=100 kΩ，R3=R4=200 kΩ。

有源带通滤波器 由有源器件和RC网络组成的滤波器称为有源滤波器。按照滤波器工作频带的不同，可分为低通、高通、带通和带阻四种滤波器。根据语音信号的特点，语音滤波器应该是一个二阶有源带通滤波器，其频率范围应在300 Hz～3 kHz之间。

1）二阶有源低通滤波器。二阶有源低通滤波器如图2所示。

电压放大倍数为：

设品质因数Q=0.707，得通带放大倍数Aup=1.58，故取R3=47 kΩ，R4=27 kΩ。由于f0=3 kHz，若取C1=C2=6.8 nF，

则有R1=R2=8.2 kΩ。

2）二阶有源高通滤波器。高通滤波器与低通滤波器具有对偶性，若把图2中的C1、C2和R1、R2位置互换，就可得到二阶有源高通滤波器。电压放大倍数为：

设品质因数Q=0.707，得Aup=1.58，故取R3=47 kΩ，R4=

27 kΩ。由于f0=300 Hz，若取C1=C2=68 nF，则有R1=R2=

8.2 kΩ。

3）宽带带通滤波器。当低通滤波器的截止频率大于高通滤波器的截止频率时，将二阶低通滤波器和二阶高通滤波器串联，就可得到通带较宽的二阶带通滤波器。该方法构成的带通滤波器多用作测量信噪比的音频带通滤波器，其带宽由两个滤波器的截止频率决定，且通带截止频率易于调整[2]。

功率放大器 功率放大器的作用是给语音放大电路的负载（扬声器）提供所需的输出功率。LM386是一种低电压音频集成功放，具有电源电压范围宽、静态功耗低、电压增益可调、外接元件少和低失真度等优点。

LM386的典型应用电路如图3所示。LM386的电源电压范围为4～15 V，静态电源电流为4 mA，输入阻抗为50 kΩ。

电路由单电源供电，输出端经输出电容C5接负载，以构成OTL电路。RP1和C6阻容网络用来设定电压增益，即调节电位器RP1，可使电压增益在20～200之间变化；C2为去耦电容，用来滤掉电源的高频交流成分；C3为旁路电容，起滤除噪声的作用；R1和C4校正网络用来进行相位补偿，防止电路高频自激；C5为耦合电容，起隔直流通交流作用。

4 电路实现

利用Multisim软件画出各单元电路的仿真电路图，先对各单元电路进行分级调试，再将各单元电路级联进行整机调试；然后进行电路焊接与装配，对实际电路进行性能指标测试；最后进行实际系统音质效果试听，即将话筒或收音机的耳机输出口接语音放大电路的输入端，用扬声器代替负载电阻，应能听到音质清晰的声音。

参考文献

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【关键词】E类功放 2.4GHz 伪差分 饱和输出功率

1 引言

S着无线通信系统的发展，比如WCDMA、TD-SACDMA、CDMA2000等，大大加速了射频功率放大器的研究和设计。射频功率放大器是无线通信系统发射机的核心组成部分，功率放大器的性能指标直接影响整个通信系统的好坏，因此设计性能良好的功率放大器是当前无线通信系统亟待解决的问题。

射频功率放大器用来输出大功率给外部负载。功率放大器通常是无线发射机中功耗最大的模块，为了降低功耗，延长电池寿命，要求它具有较高的效率。射频功率放大器可分为传统功率放大器和开关模式功率放大器，传统功率放大器拥有良好的线性度，开关模式功率放大器则具有很高的效率。E类功率放大器是一种开关模式的功率放大器，拥有较高的效率，其可应用于手机蓝牙系统、物联网系统以及未来的可穿戴系统等，E类射频功率放大器的效率理论上可达到100%。

2 E类功率放大器的原理和理论设计方程推倒

功率放大器实质上是一个能量转换器，把电源供给的直流能量转化为交流能量。其转换能量的能力通常用漏极效率

，其中Pout为输出功率，Pc为漏级耗散功率。该式表明，要增加漏级效率，就必须减少漏级耗散功率的消耗。当晶体管工作在开关状态时，可以有效的减少漏级耗散功率的消耗。因为开关状态的晶体管相当于一个开关，当开关闭合时，有电流通过；由于此时的导通电阻极小，晶体管的电压很小，并且趋向于零。当晶体管断开时，晶体管电压虽然有点高，但无电流通过晶体管，从而达到减小耗散功率的目的。E类功率放大器就是按照电压与电流不重叠出现而设计出来的，使得在任意时刻，电压与电流的乘积为零，即耗散功率为零。图1为E类功率放大器的拓扑结构图。该拓扑机构由Grebennikov在2002年提出，经过10余年的发展，该放大器以其效率高，可设计性强等优点而被广泛应用。

在该E类拓扑结构图中，电感L1为电路提供直流偏置，电容C1为外加电容和晶体管寄生电容之和，电感L2和电容C2构成滤波谐振网络，该谐振网络谐振频率为2.4GHz。RL为从晶体管获得最大功率的最佳匹配负载。E类射频功率放大器由单个晶体管和负载匹配网络组成，在激励信号的作用下，晶体管工作在开关状态，当晶体管闭合时，晶体管漏端的电压由晶体管本身决定，即由其自身的导通电阻决定，当晶体管断开时，晶体管漏端的电压波形由其后端的负载网络的瞬态响应所决定。图2为理想E类功率放大器两端电压、电流的波形图。

为了使该功率放大器的效率达到100%，该功率放大器的瞬态响应网络应该满足以下三个条件：

（1）晶体管导通时，晶体管两端的电压必须为零，即晶体管的瞬态响应网络应在晶体管导通之前，完成电荷的释放；

（2）当晶体管截止时，晶体管两端的电压必须等晶体管完全截止后才开始上升；

（3）晶体管导通时，晶体管两端电压的导数为零。只有这样，流过晶体管的电压和电流才不会发生重叠，从而保证其100%的效率。根据以上三点，可以列出微分方程。通过对微分方程进行解析，可以得出E类功率放大器负载网络各元器件的具体参数，具体的推倒过程文献[1]已经列出。其各元器件参数的方程为：

其中，Pout为电路设计者需要功率放大器输出的功率，QL为串联谐振网络的品质因子。

3 存在的问题和解决的方法

由于功率放大器输出的是功率，且开关类的功率放大器和一般线性类功率放大器相比，晶体管的状态完全不一样，开关管工作在开关状态，所以对于驱动开关管的信号幅度必须足够大，这样才能使晶体管充分的开启和关闭。如图1所示，开关管一般都是通过一个电感直接接电源，所以为了保证可以充分驱动开关管，前级电路必须可以提供一个从0V到电源电压的驱动信号。其次，为了使该功率放大器的饱和输出功率尽量的高，以提高其漏极效率和功率附加效率，本设计采用了伪差分电路设计，使得饱和输出功率比单端增加了3dB，由于最佳负载是根据理论公式计算出来的，应该用负载牵引法，获得最佳负载，从而获得最大输出功率。

3.1 反相器驱动电路设计

由于驱动电路必须可以提供从0伏到电源电压的满摆幅信号，因为在射频前端中，功率放大器的前级电路是一个上变频电路，上变频电路的输出信号幅度非常微弱，所以必须加驱动电路才能驱动开关管，如果采用一般的放大器电路，很难输出一个满摆幅的信号，综合考虑本设计决定采用反相器级联输出方波信号的方式来解决该题。

图3为反相器驱动的电路图，该驱动电路由六个晶体管、两个电阻、一个电容组成；其中电阻R1、R2用于为第一、第二个反相器提供直流偏置，第三级反相器的输出端直接接需要驱动的开关管，C1为交流耦合电容。首先调整第一级反相器的参数，使得第一级反相器的静态输出为低电平，然后依次调整第二、第三级反向器的参数，使第二级静态输出为高电平，第三级静态输出为低电平，从而使后端的开关管静态偏置在截止状态。第一、第二、第三级反相器晶体管的尺寸按一定的比例增加，每一级反相器中PMOS管的宽长比应是NMOS管宽长比的倍数。使得级联反相器能够很好的输出方波波形，驱动后面的晶体管。

3.2 差分电路设设计

本设计采用了如图4所示的差分结构电路图，在该差分结构电路中，各名称相同的器件均为参数相同的器件，该差分结构电路由两个参数完全相同的单端电路组成。输入为差模电压，任意时刻总是一个管子导通，一个管子截止。所以每一个周期电流两次释放到衬底，由此引起的耦合电流的频率变为信号频率的2倍，有利于减小衬底耦合给电路的干扰，其次在相同的电源电压和输出功率条件下，每个晶体管在差分结构中比在单端结构中承受的最大电流要小，如果在相同的电源电压和电流下，差分结构比单端的输出功率要高。

4 电路仿真结果与分析

5 结束语

E类射频功率放大器是高效率的功率放大器，一直以来备受关注。本文对E类放大器的原理进行了简单的介绍，对相关器件参数方程进行了推倒，设计出了功率放大器的驱动电路，采用伪差分的电路结构，提高了功放的饱和输出功率的功率附加效率。榘E类功率放大器运用于高效率的平台提供了参考。

参考文献

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[10]郝允群，庄奕棋，李小明.高效率E类射频功率放大器.半导体技术.2004，29（02）：74-79.

作者简介

朱启文（1990-），男，贵州省贵阳市人。现为贵州大学大数据学院在读硕士研究生。主要研究方向为射频集成电路方向。

作者单位

贵州大学贵州省微纳电子与软件技术重点实验室 贵州省贵阳市 550025

篇9

关键词：Proteus 丙类功率放大 仿真

1.引言

根据放大器中晶体管工作状态的不同或晶体管集电极电流导通角θ的范围，可分为甲类、甲乙类、乙类、丙类及丁类等不同类型的功率放大器。电流导通角越小，放大器的效率越高，丙类功率放大器的导通角θ < 9O0，其效率可达85% ，所以高频功率放大器一般选择丙类工作状态。本文利用Proteus软件对丙类功率放大器电路进行仿真，通过仿真结果与理论相对照方式加深对高频丙类功率放大器电路的理解。

2. Proteus简介

Proteus嵌入式系统仿真与开发平台是由英国Labcenter公司开发的，是目前世界上最先进最完善的电路设计与仿真平台之一。Proteus软件可以对模拟电路、数字电路、模数混合电路、单片机及元器件进行系统仿真。

Proteus软件提供了丰富的测试信号用于电路测试。对电路系统的教学，学生的实验、课程设计、毕业设计、电子设计竞赛等都有很大的帮助。通过动态器件如电机、LED、LCD开关等，配合系统配置的虚拟仪器如示波器、逻辑分析仪等，可以实时看到运行后的输入输出的效果。

3.丙类功率放大器的基本理论

图1是丙类谐振功率放大器的原理电路，L、C组成并联谐振回路，作为集电极负载回路，负载回路既可以实现选频滤波的功能，又实现阻抗匹配。放大器的工作状态由偏置电压VBB的大小决定，当VBB

3.1工作原理

若激励电压Us=Umcosωt ，且VBB

uBE= VBB +Us = VBB + Umcosωt

电路的工作波形如图 2所示。晶体管的集电极电流ic为周期性的余弦脉冲。实际上工作在丙类状态的晶体管各极电流ib、ic、ie均为周期性余弦脉冲，均可以展开为傅立叶级数。

其中ic的傅立叶级数展开式为： ic= Ico+Ic1mcosωt+ Ic2mcos2ωt+……

式中Ico、Ic1m、Ic2m、Icnm分别为集电极电流的直流分量、基波分量、以及各高次谐波分量的振幅。

其中

αo（θ）、α1（θ）…αn（θ）为余弦脉冲分解系数，图3给出了导通角与各分解系数αo（θ）、α1（θ）…αn（θ） 的关系曲线。

图3 余弦脉冲电流分解系数 图4 谐振放大器各极电压、电流波形

由图可清楚地看到各次谐波分量随导通角θ变化的趋势。谐波次数越高，振幅就越小。因此，在谐振功率放大器中只需研究直流功率与基波功率。

显然，只要知道电流脉冲的最大值icmax和导通角θ就可以计算Ico、Ic1m、Ic2m…Icnm。

当LC回路谐振于ω时，在LC回路两端得到最大的输出电压，

即：Uc=Vcmcosωt= Ic1mR∑cosωt，R∑为回路等效总电阻。

丙类谐振功率放大器的电流、电压波形如图4所示。

结论：丙类谐振功率放大器，流过晶体管的各极电流均为余弦脉冲，但利用谐振回路的选频作用，其输出电压仍能反映输入电压的变化规律，即输出信号基本上是不失真的余弦信号，实现线性放大的功能。

4.1仿真电路结构分析

丙类功率放大器电路如图5所示。输入信号V1和偏压VBB叠加，当叠加电压大于Q的BE级之间的导通电压后，则Q导通。输入信号的幅度为600mv，根据丙类功率放大电路的要求，当VBB=0.2v时，三极管Q的导通时间小于半个周期。L、C组成谐振回路。

图5 丙类功率放大器

4.2 输入与输出信号关系

由理论可知，处于丙类工作状态的三极管集电极电流波形为余弦脉冲，但在实验中难于观察到集电极电流波形，利用ic≈ie，ue=Re×ie的关系，我们通过测量ue的波形，就可以知道集电极电流ic的波形，同时观测输出负载的波形应为正弦波。输入信号频率取 （L、C回路谐振频率），Q集电极获得最大的输出电压，三极管Q各电极的波形如图6所示。

a、 丙类功率放大器波形检测图 b、三极管基极波形

c、三极管发射极波形 d、三极管集电极波形

图6 三极管Q各电极的波形

5.结论

本文利用Proteus 对高频丙类功率放大器进行了仿真分析，给出了三极管各电极的仿真分析波形，对高频丙类功率放大器的设计及制作调试有一定的指导意义；Proteus 仿真分析能够作为高频电子电路的分析、设计的一种辅助工具。

参考文献

[1]周润景，张丽娜，刘印群 PROTEUS入门实用教程【M】.北京：机械工业出版社 2007

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关键词： 巨磁阻； 隔离放大器； 线性度要求； 共模抑制比

中图分类号： TN722?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2013）22?0108?04

0 引 言

在工业控制、高压测量及医疗设备等应用中，出于安全性的考虑，有必要在信号传输的过程中引入电气隔离，以达到减小各设备地线之间电气特性的相互影响及干扰噪声的目的。根据所需传输信号的类型，可将隔离器分为模拟信号隔离器和数字信号隔离器[1]。其中，数字信号隔离器具有抗干扰能力强、结构简单及功耗低等特点，用做二进制信号或逻辑电平信号的隔离。模拟信号隔离器是用来隔离随时间连续变化的模拟信号。一般地，传感器的输出几乎都是微弱的模拟信号，因此，在模拟信号隔离之前要先对其进行放大。隔离放大器是一种高共模抑制比的低噪声放大电路，其比较适用于输入模拟信号与数据采集系统之间的隔离。

在隔离器设计相应的放大电路，就构成了隔离放大器。常见的隔离放大器有变压器隔离、电容隔离和光电隔离三种类型。其中，变压器隔离放大器有如美国ADI公司的AD202，电容隔离放大器如BURR BROWN公司的ISO122，它们都需要外加调制解调电路模块，使其结构变得复杂，而光电隔离放大器线性度较差及传输速率较低。

美国NVE公司在1998年最先推出单片式GMR隔离器[2]，采用的是线圈产生磁场来实现隔离耦合，但只应用于数字信号隔离领域。国内GMR技术发展还处于起步时期，基于GMR技术的隔离器研究尚未成熟。在此，本文设计了一种自旋阀GMR隔离放大器，适用于微弱的模拟信号隔离，具有灵敏度高、线性度好及结构简单等特点。

1 巨磁阻隔离放大器基本原理

巨磁阻隔离器是基于巨磁阻（GMR）效应的一种隔离器，所谓的巨磁阻效应，即指磁性材料的电阻率在有外磁场作用时较之无外磁场作用时存在巨大变化的现象[3]。如图1所示，输入电压信号经过隔离器前端V/I放大及转换电路，输出的电流流过线圈产生与电流大小成正比的磁场，磁场被GMR传感器感应接收，电桥将输出与磁场强度成线性的电压信号，最后通过接收电路进行放大与噪声抑制，提供给后续电路处理。信号在整个隔离与传输的过程中，始终保持着完整的线性。

在图1的GMR隔离器结构中，位于底端的惠斯通电桥采用的是自旋阀GMR传感器，它具有较大的GMR效应、较低的饱和场、较高的灵敏度及较好的线性度[4]；隔离栅为数十微米厚的聚合物或氮化硅高绝缘介电薄膜，可耐压3 000～6 000 V；处在隔离栅上面的螺旋矩形平面线圈，其电流方向相反的两个部分分别正对应下方电桥的两对角位上的巨磁电阻，线圈产生的磁场透过隔离栅，改变两对角位上的电阻的电阻态，使一个对角位上的两电阻同时为高阻态（低阻态），而另一个对角位上的两电阻同时为低阻态（高阻态）[5]。

根据文献[6]中线圈的设计尺寸，线圈效率（即穿过隔离栅在GMR电桥上产生的磁场强度与流过输入线圈的电流比值[7]）为1.7 Oe/mA。当流过线圈的电流为-10～10 mA时，电桥输出电压的线性误差小于0.05%，灵敏度达到[7]1.27 mV/V·mA。

2 电路设计与分析

图1中自旋阀GMR隔离放大器整体结构包括输入级、隔离级和输出级三部分。本文主要设计的是输入级的V/I转换电路和输出级后端接收电路，并对各电路进行各种参数仿真及验证。

2.1 V/I转换放大电路

由于传感器输出的大多是微弱的模拟电压信号，因此在输入隔离器线圈之前，需要对其进行放大和V/I转换，其转换电路如图2所示[8]。它是将输入的电压信号转换成满足一定关系的电流信号，在一定的负载变化范围内输出电流能够保持稳定（与负载无关），即具有恒流源特性[8]。

为了降低功耗和保证输出良好的线性度，本电路将输入幅值为0～5 V的电压信号转换为0～10 mA的电流信号。设放大器A的同相端电压为V+，反相端电压为V-，晶体管Q1的基极电流为Ib，流过负载RL的电流为Io，根据晶体管Q1三端电流关系得到：

满足式（3）的前提条件是A必须为理想运算放大器，即要求其具有无穷大的开环增益、高输入阻抗、低输出电阻及高共模抑制比等，本运算放大器采用的是简单两级放大电路，如图3所示。

简单两级运算放大器输入共模范围和输出摆幅大及增益高，但频率特性差、增益带宽小和速度慢[9]。给出一定偏置电流，在功耗的要求范围内按照最优比例分配两级之间的电流，合理设计每个管子的尺寸，得到设计要求的增益、单位增益带宽及相位裕度等指标参数。

2.2 接收放大电路

由于V/I转换电路中运算放大器因为负反馈作用，使得同相端和反相端的输入电阻不相等或不匹配，导致电路的共模抑制能力很差。为了有效抑制前端电路输出的共模信号，并实现对隔离器输出信号进行放大，仪表放大器是最佳选择。它是一种经过优化处理的精密差分电压放大电路，常用在恶劣环境条件下的数据采集系统中。其主要特点有：共模抑制比高、线性误差低、输入阻抗高、噪声低及稳定性好等特点[10]。它与一般运算放大器不同的是，运算放大器闭环增益是由其反相输入端和输出端之间连接的外部电阻决定，而仪表放大器则是由与输入端隔离的内部反馈电阻决定[10]，根据这个特点，本文设计了一种放大倍数可调节的仪表放大器，如图4所示。

由式（6）可知，只要确定R，R3和R4的值，就可以通过调节RG的阻值来改变电压增益。但是，R3和R5与R4和R6尽可能要做到严格的相等和匹配，否则会影响共模抑制比，降低仪表放大器的抗干扰能力[11]。

3 电路仿真及结果分析

本电路的设计是基于CSMC 0.5 μm混合信号工艺，利用Tanner集成电路设计软件进行电路编辑和仿真及验证，各项参数仿真结果基本达到设计要求。

3.1 运算放大器A仿真

设计产生10 μA电流的偏置电路，在电源电压为5 V条件下，经过反复的仿真与调试，得到运算放大器开环频率响应特性曲线如图5所示。其开环增益87.6 dB，单位增益带宽50 MHz，相位裕度62°，功耗0.945 mW。

3.2 电压电流转换电路仿真

由式（4）可知，V/I转换电路输出电流与输入电压成正比，与电阻RW成反比。图2中运算放大器反相端电压被钳位在电阻RW的上端，又由于运算放大器输出摆幅为1.3～4.7 V，晶体管Q1的基极?射极电压为0.75 V，所以运算放大器反相端电压不能完全跟随输入电压。要实现把0～5 V范围的电压变为0～10 mA范围的电流，实际上是将0.55～3.9 V的电压转变为1.4～10 mA的电流。

经过仿真调试，确定电阻RW为355 Ω，其电压电流转换特性曲线如图6所示，其中（a）～（c）分别为输入电压、运放反相端电压和流过负载的电流。

3.3 仪表放大器仿真

由式（6）看出，若R3=R4，R为一确定值，那么仪表放大器的输出电压就只与反馈电阻RG有关，因此，合理调节RG阻值大小，就能改变电压放大倍数。在这里，取R=19.9 kΩ，R3=R4=100 kΩ，Vref=2.5 V，电阻RG的调节范围为200 Ω至无穷大，因此输出电压增益范围为1～200倍，当RG=3.98 kΩ时，增益为11，其输入/输出曲线如图7所示。

当RG∞时，即放大倍数为1时，其共模抑制比为73 dB；当RG=200 Ω时，放大倍数为200，其共模抑制比为118 dB。

3.4 整体仿真

由文献[7]中的图7可知，当流过线圈的扫描电流为-10～10 mA时，电桥上的输出电压随电流变化成直线关系，但有约2 mV的失调电压，电桥输出电压与流过线圈中的电流的线性比例系数大约为3.8（V/A）。根据隔离器的电压电流的线性关系，本文利用Tanner软件中的CCVS_H_Element Spice单元，通过设置输入控制命令Vctrl和输出电压与控制电流的线性比例系数K值，便可以模拟得到满足要求的自旋阀GMR隔离器。这里将Vctrl控制端口名设置为图2中的Vcc（此Vcc不能与总电源电压命名相同），比例系数K设为3.8，CCVS_H_Element的两输出端接到仪表放大器两输入端，设定仪表放大器的放大倍数为50。对整个电路进行瞬态仿真，输入信号频率为100 kHz，其仿真波形如图8和图9所示。由于图2中电阻RW的限幅作用，波形有失真现象。

4 结 语

本文设计了一种自旋阀GMR隔离放大器，其具有灵敏度高、线性度好及抗干扰能力强等特点。在CSMC 0.5 μm混合信号工艺及5 V电源电压条件下，对隔离器前后放大电路及整体电路进行各种参数仿真，均基本满足设计要求。由于本设计还处于仿真阶段，因此还需要大量时间对每个电路模块作进一步的优化设计。

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