功率放大电路范文

导语：如何才能写好一篇功率放大电路，这就需要搜集整理更多的资料和文献，欢迎阅读由公务员之家整理的十篇范文，供你借鉴。

篇1

所谓的转换效率是指功率放大电路的最大输出功率与电源提供的功率之比，而电源功率是指直流功率，即电源输出的平均电流与电压的积。

功率放大电路：是一种以输出较大功率为目的的放大电路。它一般直接驱动负载，带载能力要强。

在很多电子设备中，要求放大电路的输出级能够带动某种负载，例如驱动仪表，使指针偏转；驱动扬声器，使之发声；或驱动自动控制系统中的执行机构等。总之，要求放大电路有足够大的输出功率，这样的放大电路统称为功率放大电路。

（来源：文章屋网 ）

篇2

关键词:GaAs HBT;功率放大器;温度补偿电路;在片

Abstract:A new on-chip temperature compensation circuit for GaAs-based HBT RF amplifier applied to wireless communication was presented. The simple compensation circuit is composed of one GaAs HBT and five resistors with various values, which allows the power amplifier to achieve better thermal characteristics with a little degradation in performance. It effectively compensates for the temperature variation of the gain and the output power of the power amplifier by regulating the base quiescent bias current. The temperature compensation circuit is applied to a 3-stage integrate power amplifier for wireless communication application, which results the gain variation improved from 4.3dB to 1.1dB in the temperature range between -20℃ and +80℃.

Key word: GaAs HBT; power amplifier; temperature compensation; on chip;

1引言

随着信息技术的发展,对功率放大器的需求量日益增大[1,2],并且对功率放大器提出越来越高的要求[3]。众所周知, InGaP/GaAs HBT射频功率放大器的功率增益和输出功率都严重地受到外界环境温度的影响[4]。因此,提高功率放大器的热稳定性显得尤为重要。目前提高射频功率放大器温度补偿的方法,一般采用片外元件控制功率放大器的偏置电流或者输入信号的方式调节功率增益和输出功率,实现温度补偿作用。这种片外调节的方式将使功率放大器模块体积更加臃肿。为了提高集成度,实现功率模块的小型化,将温度补偿电路于功率放大器在同一单片内实现已经成为一种趋势[4 - 6]。

本文基于无线通信系统的应用,提出一种应用于InGaP/GaAs HBT射频功率放大器的在片温度补偿电路结构。这种温度补偿电路由一个GaAs HBT和五个阻值大小不同的TaN薄膜电阻组成,通过实现调节基极静态偏置电流的方式实现对功率放大器的温度补偿。通过这种在片的方式实现温度补偿,大大提高了功率放大器的集成度,既有利于提高电路性能,更有利于节省成本。

2GaAs HBT VBIC 大信号模型

实验采用由稳懋半导体提供的商用化的GaAs HBT VBIC大信号模型进行模拟仿真,该模型包括基于G-P模型的HBT本征晶体管和衬底寄生晶体管两部分。图1示出GaAs HBT VBIC大信号模型的等效电路图。等效电路除了晶体管本征部分和衬底寄生晶体管之外,还包括热效应等效网络和剩余相位网络。本实验中采用VBIC大信号模型具有如下特点:精确模拟基区宽度调制效应;准确表征寄生衬底晶体管;提高Kirk效应的HBT准饱和特性;增强电子渡越时间模型;近似的分布式基极描述;弱化雪崩电流效应;小信号相位漂移以及瞬态分析相位漂移的一致性处理;改进的空间电荷电容模型;准确模拟自热效应;改善的温度模型。

为了准确地描述外部环境温度变化引起的热效应以及自热效应,GaAs HBT VBIC模型专门针对这种现象建立了与外部环境温度相关和异质结结温相关的热等效网络,如图1所示。

3温度补偿电路

由于InGaP/GaAs HBT具有很强的热敏感性,器件性能受外部环境温度以及自热效应的影响很明显,从而导致基于InGaP/GaAs HBT研制的射频功率放大器增益明显的受环境温度影响。图2(a)示出单级功率放大器的小信号增益随环境温度变化的特性曲线,由图可以看出,随着温度的增加增益急速下降。这被认为与HBT器件的跨导变化莫大的关系,因为对于GaAs基HBT器件而言,静态偏置电流会随温度的增加而减小,从而导致器件跨导随之减小。众所周知,功率放大器的增益与器件的跨导呈之比。因此调节HBT器件的跨导是改善放大器功率增益随温度变化的有效手段。图2(b)示出AB类工作的功率放大器小信号增益与基极静态偏置电流的关系曲线。由图可以看出基极静态偏置电流的微量增加,会导致功率放大器增益的显著提升。这同样是因为HBT器件跨导的变化引起的,因为对于工作在AB类的功率放大器而言,HBT器件的跨导随着静态配置电流的增加而显著增加。由此可见,可以通过调节功率放大器的基极静态偏置电流的方法,提高HBT器件跨导,从而有效地改进放大器功率增益的温度特性,因此,在功率放大器HBT器件的基极偏置端添加一个温度补偿电路调节基极静态偏置电流显得非常必要。

图3示出InGaP/GaAs HBT射频功率放大器带温度补偿结构的射极跟随器型偏置电路原理图,其中黑色虚线框内为温度补偿结构。该偏置电路由一个InGaP/GaAs HBT和五个阻值大小各不相同的TaN薄膜电阻组成。由晶体管HBT Q2的基极电压Vs决定Q2的发射极电流,由发射极电流和发射极电阻共同决定偏置电路的辅助电压Vaux,通过辅助电压Vaux和辅助电阻Raux调节射极跟随器型偏置电路中二极管结构连接的晶体管D2的集电极电压V1。

对于射极跟随器型偏置电路,功率放大器的基极静态电流主要由发射极跟随器晶体管Q1的输入电阻和基极电压V2决定。随着外部环境温度的改变,温度补偿电路通过调节电压V1的方法,进而调节晶体管Q1的基极电压V2和功率放大器晶体管QRF的基极电压Vin,从而调节功率放大器晶体管QRF的基极静态偏置电流,实现增强功率放大器的功率增益随环境温度变化的稳定性的目的。对于温度补偿电路而言,需要对晶体管Q2各端选择合适的电阻值,确保在室温条件下辅助电阻Raux两端电压Vaux等于V1。

当温度升高时,温度补偿电路节点aux的电压Vaux减小速度低于V1的减小速度,致使Vaux大于V1,因此有附加电流从节点aux流向节点1,从而提高节点1的电压V1,进一步提高电压V2和功率放大器晶体管QRF基极电压Vin。一方面,提高电压V2会使得参考电阻Rref两端电压降低,减小参考电流Iref;另一方面,提高Q1的基极电压V2和QRF的基极电压Vin,使得晶体管Q1的基极和发射极两端电压增加,降低晶体管Q1的基极电阻,从而提高晶体管Q1的基极电流,进而提高功率放大器晶体管QRF的基极静态偏置电流。反之,当温度降低时,电压Vaux低于V1,因此有附加电流从节点1流向节点aux,从而使得电压V1、V2和Vin都将降低,导致晶体管Q1的基极电流减小,进而降低功率放大器晶体管QRF的基极静态偏置电流。

特别需要提及的是,对于调节高温和低温条件下的的功率增益大小,辅助电阻Raux阻值的选取非常重要,合适的阻值能将电阻Raux两端的电压差调节到需要的值,达到高温和低温时的功率增益没有明显差异。

4结果与讨论

为了验证上述提出的温度补偿电路的可行性,将温度补偿电路应用到实际功率放大器电路中。图4示出应用于无线通信系统的单片集成射频功率放大器的原理图。对于射频功率放大器而言,需要尽可能的得最高的效率和最高增益。为了实现这个目标,功率放大器的晶体管选择合适的发射极面积,并设法使功率放大器工作在AB类。实现将温度补偿电路与射频功率放大器集成在单颗GaAs基片上。

基于稳懋半导体公司提供的商用InGaP/GaAs HBT VBIC大信号模型,分别对有无温度补偿结构的射频功率放大器进行仿真。图5示出有无温度补偿结构的射频功率放大器在环境温度为-20℃, 25℃ 和+85℃条件下的小信号S21参数,其中图5(a)为没有温度补偿结构的S21参数,图5(b)为有温度补偿结构的S21参数。由图可以看出温度补偿结构能有效地减小小信号S21参数随温度变化的变化量。图6示出有无温度补偿结构的射频功率放大器功率增益随温度变化的特性,其中实线为没有温度补偿结构,虚线为有温度补偿结构。由图可以看出,当温度从-20℃ 增加到 +85℃时,没有温度补偿结构的功率放大器增益从14.3dB下降到12.8dB,下降量为1.5dB,而有温度补偿结构的功率放大器增益从13.7dB下降到13.4dB,下降量只有0.3dB。由此看出,温度补偿结构使得功率放大器的功率增益随温度的变化的稳定性大大提高。图7(a)(b)分别示出有无温度补偿结构的功率放大器功率特性曲线,其中图7(a)没有温度补偿结构,图7(b)有温度补偿结构。由图可以看出,引入温度补偿结构,使得功率放大器在不同输入信号条件下的的功率增益、输出功率和效率随温度的变化量都大幅度减小。由图可以看出,在-20℃到+85℃的温度范围内变化时,具有温度补偿结构功率放大器的输出功率能稳定在37.7dBm以上,同时功率附加效率PAE在57%以上。从上述系列的结果可以看出,这种结构简单的温度补偿电路非常适合应用于无线通信系统的射频功率放大器。

5结论

本文提出一种应用于InGaP/GaAs HBT射频功率放大器的温度补偿电路,这种温度补偿电路具有结构简单,与功率放大器电路集成在同一个单片芯片的特点。采用该温度补偿电路通过调节功率放大器的基极静态偏置电流的方式补偿放大器功率增益随环境温度的变化,有效地提高功率放大器的热特性。将温度补偿电路应用到实际射频功率放大器中,使得在温度范围-20℃到+85℃内变化时,功率放大器的功率增益随温度的变化量从1.5dB下降到只有0.3dB,功率放大器的输出功率能稳定在37.7dBm以上。本文提出的温度补偿电路是一种非常适合应用于无线通信系统的射频功率放大器的温度补偿结构。

参考文献

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篇3

【关键词】E类功放 2.4GHz 伪差分 饱和输出功率

1 引言

S着无线通信系统的发展，比如WCDMA、TD-SACDMA、CDMA2000等，大大加速了射频功率放大器的研究和设计。射频功率放大器是无线通信系统发射机的核心组成部分，功率放大器的性能指标直接影响整个通信系统的好坏，因此设计性能良好的功率放大器是当前无线通信系统亟待解决的问题。

射频功率放大器用来输出大功率给外部负载。功率放大器通常是无线发射机中功耗最大的模块，为了降低功耗，延长电池寿命，要求它具有较高的效率。射频功率放大器可分为传统功率放大器和开关模式功率放大器，传统功率放大器拥有良好的线性度，开关模式功率放大器则具有很高的效率。E类功率放大器是一种开关模式的功率放大器，拥有较高的效率，其可应用于手机蓝牙系统、物联网系统以及未来的可穿戴系统等，E类射频功率放大器的效率理论上可达到100%。

2 E类功率放大器的原理和理论设计方程推倒

功率放大器实质上是一个能量转换器，把电源供给的直流能量转化为交流能量。其转换能量的能力通常用漏极效率

，其中Pout为输出功率，Pc为漏级耗散功率。该式表明，要增加漏级效率，就必须减少漏级耗散功率的消耗。当晶体管工作在开关状态时，可以有效的减少漏级耗散功率的消耗。因为开关状态的晶体管相当于一个开关，当开关闭合时，有电流通过；由于此时的导通电阻极小，晶体管的电压很小，并且趋向于零。当晶体管断开时，晶体管电压虽然有点高，但无电流通过晶体管，从而达到减小耗散功率的目的。E类功率放大器就是按照电压与电流不重叠出现而设计出来的，使得在任意时刻，电压与电流的乘积为零，即耗散功率为零。图1为E类功率放大器的拓扑结构图。该拓扑机构由Grebennikov在2002年提出，经过10余年的发展，该放大器以其效率高，可设计性强等优点而被广泛应用。

在该E类拓扑结构图中，电感L1为电路提供直流偏置，电容C1为外加电容和晶体管寄生电容之和，电感L2和电容C2构成滤波谐振网络，该谐振网络谐振频率为2.4GHz。RL为从晶体管获得最大功率的最佳匹配负载。E类射频功率放大器由单个晶体管和负载匹配网络组成，在激励信号的作用下，晶体管工作在开关状态，当晶体管闭合时，晶体管漏端的电压由晶体管本身决定，即由其自身的导通电阻决定，当晶体管断开时，晶体管漏端的电压波形由其后端的负载网络的瞬态响应所决定。图2为理想E类功率放大器两端电压、电流的波形图。

为了使该功率放大器的效率达到100%，该功率放大器的瞬态响应网络应该满足以下三个条件：

（1）晶体管导通时，晶体管两端的电压必须为零，即晶体管的瞬态响应网络应在晶体管导通之前，完成电荷的释放；

（2）当晶体管截止时，晶体管两端的电压必须等晶体管完全截止后才开始上升；

（3）晶体管导通时，晶体管两端电压的导数为零。只有这样，流过晶体管的电压和电流才不会发生重叠，从而保证其100%的效率。根据以上三点，可以列出微分方程。通过对微分方程进行解析，可以得出E类功率放大器负载网络各元器件的具体参数，具体的推倒过程文献[1]已经列出。其各元器件参数的方程为：

其中，Pout为电路设计者需要功率放大器输出的功率，QL为串联谐振网络的品质因子。

3 存在的问题和解决的方法

由于功率放大器输出的是功率，且开关类的功率放大器和一般线性类功率放大器相比，晶体管的状态完全不一样，开关管工作在开关状态，所以对于驱动开关管的信号幅度必须足够大，这样才能使晶体管充分的开启和关闭。如图1所示，开关管一般都是通过一个电感直接接电源，所以为了保证可以充分驱动开关管，前级电路必须可以提供一个从0V到电源电压的驱动信号。其次，为了使该功率放大器的饱和输出功率尽量的高，以提高其漏极效率和功率附加效率，本设计采用了伪差分电路设计，使得饱和输出功率比单端增加了3dB，由于最佳负载是根据理论公式计算出来的，应该用负载牵引法，获得最佳负载，从而获得最大输出功率。

3.1 反相器驱动电路设计

由于驱动电路必须可以提供从0伏到电源电压的满摆幅信号，因为在射频前端中，功率放大器的前级电路是一个上变频电路，上变频电路的输出信号幅度非常微弱，所以必须加驱动电路才能驱动开关管，如果采用一般的放大器电路，很难输出一个满摆幅的信号，综合考虑本设计决定采用反相器级联输出方波信号的方式来解决该题。

图3为反相器驱动的电路图，该驱动电路由六个晶体管、两个电阻、一个电容组成；其中电阻R1、R2用于为第一、第二个反相器提供直流偏置，第三级反相器的输出端直接接需要驱动的开关管，C1为交流耦合电容。首先调整第一级反相器的参数，使得第一级反相器的静态输出为低电平，然后依次调整第二、第三级反向器的参数，使第二级静态输出为高电平，第三级静态输出为低电平，从而使后端的开关管静态偏置在截止状态。第一、第二、第三级反相器晶体管的尺寸按一定的比例增加，每一级反相器中PMOS管的宽长比应是NMOS管宽长比的倍数。使得级联反相器能够很好的输出方波波形，驱动后面的晶体管。

3.2 差分电路设设计

本设计采用了如图4所示的差分结构电路图，在该差分结构电路中，各名称相同的器件均为参数相同的器件，该差分结构电路由两个参数完全相同的单端电路组成。输入为差模电压，任意时刻总是一个管子导通，一个管子截止。所以每一个周期电流两次释放到衬底，由此引起的耦合电流的频率变为信号频率的2倍，有利于减小衬底耦合给电路的干扰，其次在相同的电源电压和输出功率条件下，每个晶体管在差分结构中比在单端结构中承受的最大电流要小，如果在相同的电源电压和电流下，差分结构比单端的输出功率要高。

4 电路仿真结果与分析

5 结束语

E类射频功率放大器是高效率的功率放大器，一直以来备受关注。本文对E类放大器的原理进行了简单的介绍，对相关器件参数方程进行了推倒，设计出了功率放大器的驱动电路，采用伪差分的电路结构，提高了功放的饱和输出功率的功率附加效率。榘E类功率放大器运用于高效率的平台提供了参考。

参考文献

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[10]郝允群，庄奕棋，李小明.高效率E类射频功率放大器.半导体技术.2004，29（02）：74-79.

作者简介

朱启文（1990-），男，贵州省贵阳市人。现为贵州大学大数据学院在读硕士研究生。主要研究方向为射频集成电路方向。

作者单位

贵州大学贵州省微纳电子与软件技术重点实验室 贵州省贵阳市 550025

篇4

【关键词】数字功率放大器；损坏与对策；数字电视发射机

一、前言

新一代数字电视发射机的输入信号不是平常的视频和音频信号，而是将音频、视频信号，经过压缩、编码，并与其他数据信息复用打包后的传输码流(TS流)。输入的TS流，经过信道编码与调制单元，形成符合一定制式标准的模拟中频信号，然后上变频至发射频道，经射频放大后发送。这就是数字电视与模拟电视发射机的不同点。

二、数字电视发射机功率放大器分析

1、 数字电视发射机功率放大器的组成

功率放大器是数字电视发射机中的重要组成部分，它决定了发射机的功率输出能力，是发射机成本最高的部分。模拟电视发射机有分放式和合放式之分。分放式指图像载波信号和伴音载波信号经不同的功率放大器分别放大，又称双通道方式，合放式指图像载波信号和伴音载波信号用同一个功率放大器放大，也称单通道方式。

而数字电视发射机不可能采用分放式，因为数字音视频信号总是复合在一起进行调制、解调。因此，要想使模拟电视发射机的功率放大器直接用于数字电视发射机，就必须采用合放式。分放式的功率放大器要经过改造才能用于数字电视发射机。如果图像载波功率放大器和伴音载波功率放大器采用的是完全相同的功放模块，则需要将功率放大器的输入功率分配器和输出功率合成器加以改造，将所用功放模块都组合到一起。如果所用模块不一样，改造就比较困难。一种简单的办法就是将伴音载波功率放大器废弃不用，只用图像载波功率放大器。

新一代数字电视发射机对功率放大器的线性要求比模拟电视发射机要高的多，除了预校正电路（含在激励器中）要提高性能之外，功率放大器的输出功率要适当下降。由于数字电视发射信号的峰均比远高于模拟发射信号的峰均比，为了保证满足非线性失真指标，只采用功率回退的办法技术上不可取，对发射机的性价比也不利。分析数字电视发射技术就要分析非线性预校正技术，这是分析新一代数字电视发射机的又一核心技术。

HPA是系统中主要的非线性器件，其效率和线性度是一对矛盾。通常为了保证高效率，功放会表现出较强的非线性，这种非线性将会造成信号的畸变，使信号的输出频谱发生变化，产生带内、外干扰。为了补偿功放的非线性对数字电视信号的影响，一方面可以采取功放的线性化技术，另一方面也考虑降低信号的PAPR技术。除了数字基带预失真技术以外还可以采用中频的非线性预校正技术，在数字电视激励器中采用分段非线性预校正技术，进一步改善了整机的性能。为了保证新一代数字电视发射机的性能，还要进行幅度、相位和时延的线性校正。不同制式的发射机、校正电路是不同的。这部分电路包含在激励器中。

2、数字电视发射机功率放大器的特点

新一代数字电视发射机中的信号经COFDM方式调制后输出中频模拟信号，通过上变频送入放大部分。在OFDM系统中，每个载波之间的频率间隔非常近，所以交调信号很容易落在频带内，引起交调失真。数字电视的发射机较传统类型，在线性度，稳定度等方面有着更高的要求。对发射机中的功率放大器要求必须工作在较高的线性状态下，增益稳定。

发射系统的放大部分分为激励和主放大电路。其中激励部分为宽带功率放大器，为确保地面数字电视传输的正常稳定，需要具有良好的稳定性和可靠性，其工作频段在470MHZ∽860MHZ，工作状态为AB类；要求增益大于10dB，交调抑制小于—35dB，噪声功率密度大于130dBc/Hz。

放大器模块采用LDMOS FET，具有以下显著特点：

其一：可以在高驻波比（VSWR=

10:1）情况下工作。

其二：增益高（典型值13dB）

其三：饱和曲线平滑，有利于模拟和数字电视射频信号放大。

其四：可以承受大的过驱动功率，特别适用于DVB-T中的COFDM调制的多载波信号。

平衡放大器与单管放大器特性比较，在长期稳定性，输入输出反射，噪声特性元件离散性及对放大电路影响等方面表现出好的性能。

新一代数字电视发射机功率放大器中广泛应用大功率LDMOS晶体管。LDMOS(Lateral Diffused Metal Oxide Semiconductor)即：横向扩散金属氧化物半导体。起初，LDMOS技术是为900MHZ蜂窝电话技术开发的，蜂窝通信市场的不断增长保证了LDMOS晶体管的应用，也使得LDMOS的技术不断成熟，成本不断降低，今后它将取代双极型晶体管技术。

与双极型晶体管相比，LDMOS管的增益更高，LDMOS管的增益可达14dB以上，而双极型晶体管在5～6dB，采用LDMOS管的PA模块的增益可达60dB左右。这表明对于相同的输出功率需要更少的器件，从而增大功放的可靠性。LDMOS能经受住高于双极型晶体管3倍的驻波比，能在较高的反射功率下运行而没有破坏LDMOS设备。它较能承受输入信号的过激励和适合发射数字信号，因为它有高的瞬时峰值功率。LDMOS增益曲线较平滑并且允许多载波数字信号放大且失真较小。LDMOS管有一个低且无变化的互调电平到饱和区，不像双极型晶体管那样互调电平高且随着功率电平的增加而变化。这种主要特性允许LDMOS晶体管执行高于双极型晶体管二倍的功率，且线性较好。LDMOS晶体管具有较好的温度特性温度系数是负数，因此可以防止热耗散的影响。这种温度稳定性允许幅值变化只有0.1dB，而在有相同的输入电平的情况下，双极型晶体管幅值变化从05～0.6dB，且通常需要温度补偿电路。

新型LDMOS晶体管的功率越来越大，对于发射机来说，每只晶体管的功率越大代表单个功率放大器所用的晶体管数量越少，设备的成本也就越低。最新的LDMOS FET是宽带的，能够覆盖整个UHF波段。也就是说，一个功放模块在不需要调整的情况下在UHF波段的任一频率下运行。有点所谓“宽带”的功率放大器工作在整个UHF波段，需要两种甚至三种类型的放大器覆盖整个波段。其方框图见图1所示。

三、数字电视发射机功率放大器损坏处理对策

数字电视发射机功率放大器，在电路调整时，由于调整不良产生反常震荡引起损坏的达80%，其余20%损坏的原因差不多都是由阻抗失配所产生的集电极电流过大所致。其他的损坏原因有散热器小，通风不良，调试者失误等造成。

图2示出了防止功率放大电路所产生反常振荡的处理对策。如果能完全防止电路产生这种反常振荡，就能保证80%不会坏。

1、功率放大电路有效Q值

为了消除反常振荡，首先必须降低基极偏压用的高频扼流圈的有效Q值。这是因为功率放大器电路使用在大电流低电压的情况下。根据欧姆定律，电路的阻抗比电子管低很多，所以，如果基极高频扼流圈的Q值高，势必变成易于引起大的反常振荡的状态。如果发生反常振荡，则集电极电流瞬时增大到超过最大集电极电流，致使功率放大器损坏。

2、功率放大电路反常振荡

另外，如功率放大电路有效Q值底，虽不至于损坏，但由于环境温度变化和电源的断合，也可能使功率放大器损坏。

对于反常振荡如果通过频谱分析仪进行观测的话，其波形如图3所示。图3所示的主要频率成份只是基波，二次谐波必须由电路的性能来定。图3是频谱分析仪测试方框图。对于其它反常振荡频率成份必须完全消除之。图3所示的波形是十分反常的情况，通常并没有那么严重。

3、功率放大电路阻抗不匹配

功率放大器损坏的又一个原因在于阻抗不匹配引起电流过大。

图5是使功率放大器晶体管的输出阻抗和负载（50Ω）相匹配的电路，L2、L3、C3和C4匹配网络。在电路调整时，如果改变C3、C4的容量，而对晶体管集电极有大的失配的话，则集电极电流就会变得过大。

这表明：

在图6所示的失配等效电路（a）中，给天线馈电的同轴电缆在任意点上可以断开。

令输出匹配电路阻抗为ZL，在任意点开路的可变长度的同轴电缆的阻抗为：

Za=jZo•ctgL（1）

L是在B点开路的电缆的长度。如果同轴电缆在B点短路，则：

Za=jIo•tgL （2）

现在，只考虑电缆开路的情况。改变同轴电缆长度L，Za的变化如图6（c）所示，即Za随同轴电缆长度L的变化在－∽～＋∽间变化。

晶体管集电极的输出阻抗为Zco，如图6（a）。

把输出匹配的阻抗ZL和从可变长度的同轴电缆的A点看的阻抗Za表示为下式：

Zco=ZL+Za （3）

现在若把ZL看做为只有正的虚数部，则公式（3）的图形如图6（d）。这个图是假定的，Zco的实数部不变化，只考虑虚数部的变化。则：

（a）失配等效电路。

（b）可变长度同轴电缆阻抗从A点向B点看的阻抗，Za=-jZo•ctgL而Zo=同轴电缆线路特性阻抗。L=同轴电缆线路长度。λ=所用频率的波长。B点断开。

（c）Za=jZo•ctgL的图。

（d）Zco=ZL+Za[ZL=Im(ZL)Za只考虑了虚数部分]。

由图6（a）可知：据Zco随可变长度的同轴电缆断开的B点的位置也在-∽～+∽间变化。

再看图7所示失配时集电极高频电流的情况。

当Za在-∽～+∽间变化时，根据等效电路，流过晶体管集电极的高频电流为：

（4）

式中：

iRF=流过集电极的高频电流。

URF=集电极端点上呈现的高频输出电压。

RL=晶体管工作时的输出阻抗（实际上也含有虚数成份）。

如果把图6（a）的阻抗和公式（4）比较，当Za合ZL的合成阻抗为零时，高频电流im最大，即：

（5）

但是，当ZL+Za=±∽，即Zco为无限大时，高频电流为最小，即：

（6）

所以，集电极内部消耗的功率，在ZL和Za的合成阻抗为零时，此内部损耗为最大。

晶体管电流输出越高或RL越低，因此，当天线馈电电缆在Zco=∽的点上开路时，集电极电流过大和易于损坏是密切相关的。

上述的按长度可变的同轴电缆来考虑失配的方法和在同轴传动输出匹配电路的可变电容器时考虑失配的方法是一致的，但是，由于是考虑失配的基本方法，所以，把它用来进行考虑仍有十分密切的关系。

4、功率放大器在失配时保护晶体管的两种方法

为了在失配时保护晶体管，一般采用图8所示的（A）、（B）两种方法：

（1）防止天线馈电反常的方法，当有反射波（或天线回路反常）时，直流放大器工作，从而使继电器动作，切断集电极电路，使回路停止工作。

（2）防止输出匹配可变电容变化过大的方法。即使可变电容Vc1、Vc2为零，回路中仍有C1、C2工作。

5、数字功率放大器特性参数要求与使用

（1）功率放大器应满足的参数要求

①输出功率要在达到所规定的非线性指标范围之内，才有实际意义。即输出功率应为线性输出功率。

②应具有较宽的线性动态范围，以保证与传输图像质量直接相关的微分增益和微分相位失真，满足技术指标规定值（DG=2%，DP=5º）。

③在输出电压中不存在互调分量，至少要使三阶互调分量达到所规定的技术指标（如IM3=-58dB）。

④尽量在满足非线性指标的前提下，加大输出功率及具有高效的功率增益，以减少功率放大器的级数，缩小整机体积。

⑤输出功率一频响应满足8MHZ带宽，不平坦度通常为±0.5dB。

⑥输出功率受温度影响要小，以确保输出功率基本恒定。

（2）数字功率放大器的使用

功率放大器高频大功率晶体管的特性参数，直流电流放大系数，如图9所示的二种情况：

①不管直流电流放大系数怎样低，必须保证在集电极电流高时仍不致显著下降。

曲线1：hFE高，而Ic大的地方，hFE急剧下降。

曲线2：hFE延伸到Lc大的地方。

②直流电流放大系数大，但在集电极电流大时则应急剧下降。

③实际上hFE大的晶体管在甲乙类工作状态时，偏置电流的微小变化都可以表现出大的集电极电流变化，因而导致特性变坏。

④晶体管的直流放大系数也有超过100的情况，我们如何合理的压低hFE也是使用中应该注意的一个技术问题。

⑤在使用中还应该注意晶体管内热分布均匀化的问题，高频大功率晶体管，由于片状结构是重迭式的，所以有非常多的分割接点，整片都有接点。因此，必须加宽节点间的间隔以使热分布均匀化，从而改善散热条件。

四、结语

当前，数字电视发射机功率放大器固态技术有了较大发展，如果使用得当，寿命会更长些。而且会节省大笔日常维护费用。损坏维修的间隔期也可延长到每年一次。而且在有效寿命期内还会有更多的结余。

数字电视发射设备的价格与功率的关系式是：Y=mx+c

数字电视发射设备体积小，常数C也相对小。斜率m与功率成线性关系。因此，对于价格的比较主要取决于功率。

在走向市场经济的今天，要求电视发射设备的投资成本必须在15∽20年设备有效使用寿命内偿付完。由于目前数字电视发射机固态器件有了较大改进，更适应各级电视发射台在数字电视发射设备更新换代及技术改造中的要求。这是我们对新一代数字电视发射设备进行了以上的简介，以供参考。

作者简介：

李明星（1964—），男，河南汤阴人，大学专科，广播电影电视专业工程师，现供职于河南有线电视网络集团有限公司鹤壁分公司，主要从事广播电视网络工程传输工作，曾在国家级科技期刊上多篇，获得科技论文奖多项。

篇5

关键词：GaN；负载牵引；射频；功率放大器；管芯

中图分类号：TN722.75 文献标识码：A 文章编号：2095-1302（2014）01-0075-02

0 引 言

在通信和雷达系统中，功率放大器是其主要的组成部分，它的性能优劣对整个系统来说，影响巨大。在雷达的主要部件—— TR组件设计中，要求高功率和体积小、质量轻、可靠性高、低成本。人们对通信系统的质量和业务范围也要求越来越高。随着半导体工艺的快速发展，电路集成度的迅速提高，人们对微波组件性能的期望值也越来越高。特别是对微波功率放大器，人们总希望其频带越来越宽、功率越来越大、通用性越来越强。GaN材料作为第三代半导体的代表，具有大带宽、高饱和电子漂移速率和高击穿电子强度等显著特点。GaN高电子迁移率晶体管（HEMT）理论上可以实现更大的输出功率、更高的工作效率以及更高的抗辐照能力，代表固态微波器件的发展方向。以氮化镓（GaN）、碳化硅（SiC）为代表的宽禁带半导体射频微波器件必将在雷达、电子对抗、通信系统中取得广泛的应用，而且也将解决航空航天电子设备等方面的难题[1]。

本文采用CREE公司的GaN管芯CGH60120D，采用ADS负载牵引技术设计C波段的微波功率放大器，其发射功率接近100 W。

1 理论基础

功率放大电路设计包括同时提供准确的有源器件建模、有效的阻抗匹配（依赖于技术要求和工作条件）、工作的稳定性并易于实现等。功率放大器的设计品质的评估是在稳定工作条件下使得放大器级数最少、实现功率增益最大。为了稳定工作，必须计算有源器件潜在的不稳定工作的频域。为了避免寄生振荡，需要讨论不同频率范围（从低频到靠近器件的特性频率）的稳定电路技术。功率放大器的关键参数是它的线性度，这个参数对移动通信应用是非常重要的。另外，功率放大器的其他参数有最大输出功率、效率、l dB压缩点、三阶交调点等。器件的偏置条件决定了工作状态[2]。

2 直流仿真

放大器要想工作在正常状态，就必须确定一个静态工作点，通过直流仿真了解功放管的静态工作点 ，确定如图 1所示的、正确的偏置和器件静态 I V曲线。

根据 CGH60120D的资料显示 ，该器件典型工作状态下的漏级电压为28 V，静态电流为1.219 A，图1中，横坐标为漏级电压 ，纵坐标为电流值 ，在 Vg为28 V的不同曲线中找到能够使漏极电流为 180 mA的点 ，这时的栅极电压为-2.8V，这样便确定了晶体管的 2个供电电压值。

3 稳定性

功率放大电路设计的目的在于在预先估计稳定度并给定输出功率值的情况下，得到最大功率增益和效率。功率放大电路的不稳定性导致不希望的寄生振荡，使得输出信号失真。放大电路不稳定的主要原因之一是通过有源器件的内在电容、内在电感，以及外部电路元件，由输出端正反馈到输入端口。因此，任何功率放大电路，特别是在射频和微波频率，稳定性分析是非常关键的[3]。图2所示是其电路的稳定因子图。

由图2可以看出，在5 GHz时，该电路的稳定因子为2.925，大于1，可知此电压下，其电路是稳定的。

4 负载牵引

功放的输出功率主要取决于有源器件的负载阻抗，通过改变不同的负载阻抗值，测试功放的性能，这就是负载阻抗牵引。同理改变源阻抗的值来获得功放不同的性能叫做源阻抗牵引。搭建一套实际的负载（源）阻抗牵引系统是很困难而且代价昂贵的，但是随着微波 EDA技术的发展，利用软件仿真来实现负载（源）阻抗牵引是很方便的[4]。用ADS软件中的LoadPull模块对管芯进行负载牵引情况如图3所示。

由图3中可得出其最佳负载阻抗为1.614+j*1.604。下来就可根据阻抗匹配理论 ，在 smithchar对输出共扼匹配 ，利用微带线完成匹配网络，网络在阻抗圆图上的轨迹如图 4所示。

由图4可以得出，该管芯的负载匹配电路如图5所示。

把负载阻抗加入电路，再用同样方法进行源阻抗牵引，并在smithchar完成匹配电路。最后把源阻抗也加入电路中，得到的整体电路如图6所示。

而对整体电路进行优化后，再对整体电路进行谐波平衡仿真，其功率仿真结果如图7所示。

由图7可以看到，该电路的最佳输出功率为49.644 dBm，接近100 W，因而可达预期的功率输出。功放的效率仿真结果如图8所示，可以看到，其效率值达到56.278%，符合功放设计的预期值。

5 结 语

本文对CREE公司的CGH60120D氮化镓管芯进行负载牵引仿真，结果证明：此芯片设计下的C波段功率放大器的最佳功率能达到100 W。可以满足通信领域和雷达领域对功率放大器放大值的需求。

参 考 文 献

[1] BAHL I.射频与微波晶体管放大器基础[M]. 北京： 电子工业出版社，2013.

[2]徐兴福.ADS200射频电路设计与仿真实例[M].北京： 电子工业出版社，2010.

[3] Pozar D M.微波工程[M].北京：电子工业出版社，2006.

篇6

【关键词】功率放大器；音响放大器；电路设计

1 输入级的设计

输入级是音频功率放大器的第一级电路，其主要作用是抑制零点漂移、稳定输出中点电压，把输入的音频信号进行低失真放大。根据输入级的作用，采用差动放大电路是目前比较好的选择。

1.1 差动放大电路模式

由于差动放大电路能够有效地抑制零点漂移，因此，在功率放大器输入级的设计中被大量采用，典型的差动放大电路。但由于V1和V2管参数的差异，使IC1，IC2不能严格对称，导致共模抑制比（CMRR）和电源抑制能力（PSRR）下降。因此，要提高差动放大电路的性能，必须对电路进行改进。具体办法是，采用镜像电流源V3，V4代替集电极电阻R1，R2，采用恒流源代替发射极电阻R5；镜像电流源能保证两管电流对称，而恒流源的动态内阻很大，可有效地提高差动放大电路的共模抑制比（CMRR）和电源抑制能力（PSRR）。另外，V3，V4镜像电流源又作为输入级的负载，动态内阻大，对信号的分流可以忽略，有利于提高输入级的开环增益和电压转换速率；经测试，开环增益可提高6dB，转换速率可提高1倍。转换速率（SR）是放大器的一个重要指标，单位是V/μs。该指标越高，对信号的细节成分还原能力越强，否则会损失部分解析力。也可采用JFET结型场效应管组成差动放大输入级，对改善频率响应有明显的效果。

1.2 差动放大与Cascode渥尔曼电路模式

虽然改进型的差动放大电路能较好地解决典型差动放大电路所存在的问题，但是，上述差动放大电路中的晶体管都是采用共射接法的。由于集电结电阻、电容rb'c，Cb'c连接在晶体管的输入输出端之间，造成晶体管内部反馈，输出电压可通过rb'c，Cb'c反馈到放大电路的输入端，一方面导致放大电路的高频增益下降，即电路的高频特性变差；另一方面，频率越高，反馈信号的相移越大，导致放大电路在高频区的工作不够稳定。典型的渥尔曼电路，该电路的电压增益（即V1的电压增益）Av=Vo/Vi≈R3/R4。由此可见，渥尔曼电路的电压增益与晶体管V1，V2的参数无关，也就避免了晶体管的发射结电容Cb'e，Cb'c和基区电阻、发射结电阻rb'b，rb'e等参数对电路频率特性的影响，从而获得良好的高频特性，由差动放大与Cascode渥尔曼电路组成的输入级。该电路由结型场效应管和晶体三极管组成，具有良好的温度特性。

2 推动级的设计

推动级的音频功率放大器的第二级电路，其主要作用是把输入级输出的音频信号进行电压放大，以足够的电压去驱动输出级工作；推动级应工作在线性放大区，即甲类工作状态，整个功率放大器的增益主要由推动级的电压增益来决定，因此，要求推动级的电压增益、工作的稳定性要高，频带要宽，动态范围要大，失真要小。可考虑选择以下电路模式。

2.1 共射（源）放大电路模式

最简单的推动级是采用单管共射（场效应管共源）放大电路模式。该电路具有比较高的电压增益，容易满足增益方面的要求，过去采用比较多。在中频段电压增益为AV=-βRC/rbe（空载），问题是要提高推动级的增益，就必须增大集电极电阻R6的阻值，但阻值增大，会降低推动管的动态范围，容易出现大信号非线性失真；采用镜像电流源V6，V7代替推动管的集电极电阻R6，采用恒压源代替偏置电阻R7可解决上述问题。但是，采用单管共射放大电路的稳定性还是不理想。

2.2 差动放大电路模式

针对单管共射放大电路的稳定性较差的问题，推动级可考虑选择差动放大电路（V5，V6），集电极采用镜像电流源（V7，V8）作为负载；一方面提高推动级工作的稳定性、保证有足够的电压增益，另一方面又可以提高推动级的稳定性、改善非线性失真。然而，差动放大电路中的晶体管还是属于共射接法，对频率特性的改善是限度的。可考虑选择渥尔曼电路。

2.3 Cascode渥尔曼电路模式

渥尔曼电路的工作非常稳定，高频特性很好，较好地解决上述问题；电路原理“输入级的设计”中已作出分析，这里不再重复。图4（a）、（b）中的V9，V10为输出级的电流驱动管。

3 输出级的设计

输出级是功率放大器最后一级，主要起电流放大作用。若输出级为晶体三极管，则采用射极输出器电路模式；若输出级为场效应管，则往往采用源极输出器电路模式。

为了降低输出阻抗，常采用互补推挽方式，一般上管采用NPN管（或N沟道绝缘栅场效应管），而下管则采用PNP管（或P沟道绝缘栅场效应管），组成全互补输出级结构。由于输出功率有限，因此适合推动效率较高的小音箱。

对于大功率落地式音箱或效率较低的音箱，采用单管互补输出级输出电流有限，阻尼系数低，控制力不足，容易出现大信号电流失真（“软脚蟹”现象）；宜采用多管并联互补推挽输出级来提高输出电流、阻尼系数KD和控制力。

多管并联互补推挽输出级的驱动方式可考虑选用单管电流驱动方式和多管电流驱动方式。单管电流驱动方式采用单个推动管驱动两对管并联互补推挽输出级的方式比较常见，为了进一步提高功率放大器的输出功率，当输出级采用3～4对以上的大功率管时，容易出现问题，就是当大信号到来时，由于单个推动管的输出电流有限，容易出现过载失真，尤其是甲类功率放大器。

多管电流驱动方式。针对单管推动多对大功率输出所存在的问题，可考虑采用电流驱动管和大功率输出管一对一驱动方式。该驱动方式能减轻单个推动管在大信号期间负载过重的问题，有效地避免电流驱动管可能出现的过载失真。另外，采用多管并联推挽输出级（也可以采用场效应管），还可以减少失真，提高功率放大器的控制力。

要想进一步提高功率放大器线性动态范围，减少非线性失真，输入级和推动级可采用较高的电压供电。如输入级和推动级采用±48V稳压供电，而输出级采用±36V供电；由于采用独立电源供电，电路工作的稳定性更高。另外，采用场效应管和晶体三极管混合功率放大器也是一个不错的选择，因为场效应管的高频特性较好，并具有负温特性，与晶体三极管正温特性可实现互补。所以，场效应管和晶体三极管混合功率放大器可以实现优势互补。

4 结束语

笔者尝试采用差动放大电路、渥尔曼电路组成输入级和推动级，多管并联推挽组成输出级，电流驱动管和大功率输出管采用一对一驱动方式，并采用音响专用元器件组成音频功率放大器。经实际测试和试听，频响、层次感、失真度、控制力有明显的改善，效果理想。

参考文献：

[1]张吕彦.基于镜像电流源与电压源的功率放大器[J].电声技术，2010（12）.

[2]张吕彦.影响功率放大器瞬态响应的因素及其改进[J].电声技术，2010（10）.

[3]周淑阁.模拟电子技术[M].南京：东南大学出版社，2008.

篇7

摘要：《低频电子技术》是以高职应用电子技术专业的学生就业为导向，按照“以能力为本位，以职业实践为主线，以项目课程为主体的模块化专业课程体系”的总体设计要求，以形成掌握低频电子技术的基本知识和操作技能为基本目标，紧紧围绕工作任务完成的需要来选择和组织课程内容，突出工作任务与知识的联系，让学生在完成职业任务的过程中，掌握知识、技能；养成适应电子企业的职业素养。

关键词：教学内容；课程设计；组织与安排

一、传统教学中存在的问题

（一）教材内容安排不合理。有些地方该详的不详,该简的不简,学生学习难度大，造成厌学情绪。教学内容没有做好基础课程与后续专业课程的衔接，也未能针对学生毕业后可能从事的工作进行相应的调整。课程单调，缺少实践性题目，课程内容大部分比较陈旧，多年的老习题不变，已跟不上时代的要求。

（二）教学方法没能跟上时代的步伐。一些教师习惯在“粉笔+黑板”的教学模式下发挥其聪明才智，教学方法基本采用灌输式，他们不熟悉和不适应新的教学方法和教学手段，课堂教学讲得过多、过细，并且缺乏新意，没有给学生充分的思考空间。学生学起来一点兴趣也没有，兴趣是最好的老师，没兴趣也就没有学习的动力。

二、课程设计思路

对电子企业生产一线的元器件检测、电子产品调试、电子产品开发、测试技术员、物料采购与准备、品质检验与管理等岗位群的典型工作任务进行所需低频电子技术的相关知识和技能的分析，选取“两级小信号放大电路的组装与测试”、“正弦波、方波、三角波变换电路的组装与测试”、“实用音频功率放大电路的组装与测试”、“实用直流稳压电源的组装与测试”、“实用功放的制作与综合测试”等五个项目为载体实施教学。项目按照由简单到复杂，从相对单一到综合应用的逻辑关系排序。综合项目以完成一个有实用价值的产品为目标成果，以提高学生学习的兴趣和完成工作任务的成就感。

三、教学内容组织与安排

1、会用万用表测量二极管的电阻，判断正负极。

2、会分析使用二极管的恒压降和理想模型。

3、会选用二极管 活动1：二极管参数简单测试。

活动2：二极管应用电路。

半导体三极管特性及测试 1、会用万用表测量三极管电阻。

2、会用图示仪对三极管性能参数进行测试。 活动1：用万用表测量三极管电阻，判断极性和性能。

活动2：用图示仪对三极管性能参数进行测试

两级放大电路组装测试 1、会元器件参数测试。

2、会多级放大电路的组装。

3、会多级放大电路静态、动态参数的测量。

4、会对多级放大电路进行调整。 活动1：两级放大电路组装。

活动2：两级放大电路性能测试。

活动3：最大不失真输出信号的测试。

活动4：通频带的测试

正弦波、方波、三角波变换电路的组装与测试 无源滤波电路 1、会半波整流电路的分析和测量。

2、会全波整流电路的分析和测量。 活动1：测量半波整流电路、全波整流电路对输出信号的影响。

活动2：测量滤波电容容量变化对输出信号的影响。

活动3：测量滤波方式变化对输出信号的影响。

有源滤波电路 1、会低通、高通、带通、带阻滤波电路的分析和参数测试。 活动1：测量二阶低通滤波器频响特性。

活动2：测量二阶高通滤波器频响特性。

活动3：测量带通滤波器频响特性。

音调控制电路 1、会音调控制电路分析。

2、会音调电阻的变化对输出电压影响的测量。

3、掌握衰减式、反馈式音调控制电路电路的特性和测试方法。 活动1：测量衰减式音调控制电路在低频出（100Hz）和高频处（5KHz）音调电位器的变化对输出电压的影响。

活动2：测量反馈式音调控制电路在低频出（100Hz）和高频处（5KHz）音调电位器的变化对输出电压的影响。

正弦波、方波、三角波变换电路的组装与测试 1、会元器件特性测试。

2、会电路组装。

3、会正弦波、方波、三角波变换电路的参数测试。 活动1：正弦波、方波、三角波变换电路的组装。

活动2：正弦波、方波、三角波变换电路的测试。

实用音频功率放大电路的组装与测试 OCL和OTL放大电路 1、能对甲类、乙类、甲乙类功率放大电路的放大性能进行比较。

2、会乙类、甲乙类功率放大电路的最大不失真输出功率、效率的计算。

3、会OTL、OCL功率放大电路的参数测试。 活动1：OCL功率放大电路的电路连接、静态工作点调试、最大不失真输出功率、效率测量。

活动2：OTL功率放大电路的电路连接、静态工作点调试、最大不失真输出功率、效率测量。

常用集成功率放大电路 1、了解常用功率放大器。

2、会用LA4100构成功率放大电路。

3、会集成功率放大电路参数的测试。 活动1：LA4100构成的集成功率放大电路的装接。

活动2：LA4100构成的集成功率放大电路的最大不失真输出功率、效率和频响曲线测量。

实用音频功率放大电路的组装与测试 1、会元器件特性测试。

2、会电路组装。

3、会音频功率放大电路的测试与调整。 活动1：一款实用音频功率放大电路的组装。

活动2：一款实用音频功率放大电路的测试与调整。

实用直流稳压电源的组装与测试 串联型线性直流稳压电源测试 1、会分析串联型线性直流稳压电源电路。

2、会串联型线性直流稳压电源性能指标的测试。 活动1：串联型线性直流稳压电源性能指标的电路连接。

活动2：串联型线性直流稳压电源性能指标的测试（纹波电压、输出电阻等）。

线性集成稳压器 1、掌握常用三端集成稳压器电路的结构。

2、会三端集成稳压器电路性能指标的测试。 活动1：三端集成稳压器电路性能指标的电路连接。

活动2：三端集成稳压器电路性能指标的测试（纹波电压、输出电阻等）。

开关集成稳压器 1、掌握开关集成稳压器电路的结构。

2、会开关集成稳压器电路性能指标的测试。 活动1：开关集成稳压器的使用及性能指标的电路连接。

活动2：开关集成稳压器的使用及性能指标的仿真分析（纹波电压、输出电阻等）。

实用直流稳压电源的组装与测试 1、会元器件特性测试。

2、会电路组装。

3、会实用直流稳压电源电路的测试与调整。 活动1：实用直流稳压电源电路的组装。

活动2：实用直流稳压电源性能指标的测试纹波电压、输出电阻等）。

通过几年来的探索和教学实践，我们在《低频电子技术》教学内容组织与安排方面取得了一些效果，探索出了一个行之有效的教学方法。但如同科技的进程是无止境一样，课程的建设也是一个长期、艰巨的过程。在这个长期艰巨的任务中，为达到“让学生满意的课程”这一目的，还应有每一时期的阶段性建设目标，这就是先建设“合格课程”，再进一步建设“精品课程”，即使某一阶段结束了，也还要进一步完善和改进，各个环节也要不断地补充和修改。我们希望通过持续不断的努力，使课程建设取得最佳效果，为培养适应时代，具有高素质的技术人才做出应有的贡献。

文献参考：

⑴付植桐. 电子技术（第2版）〔M〕北京：高等教育出版社，2004

⑵贾立新. 电子技术课程建设探索与实践〔J〕电子电气学报，2004，

篇8

关键词:负载牵引;开关类;功率放大器;最优阻抗;功率附加效率

中图分类号:TN722.7+5文献标识码:A

文章编号:1004-373X(2010)05-191-02

Application of Load-pull in Switch-mode Power Amplifier Design

SUN Dianju,WU Xuejie,HOU Lei,LIU Ru

(Traction Power State Key Laboratory,Southwest Jiaotong University,Chengdu,610031,China)

Abstract:To improve the accuracy of switch-mode power amplifier design and find the power amplifier optimum impe-dance,load-pull approach is adopted to design switch-mode power amplifier,the optimal output impendence is obtained,output and input matching network and harmonic traps are designed,the simulation results show that the power-added efficiency of 69352% with the input power of 28dBm is achieved,load-pull provides quick and efficiency approach,raises large-signal model accuracy for improving switch-mode power amplifier design and performance.

Keywords:load-pull;switch-mode;power amplifier;optimum impedance;power added efficiency

0 引 言

负载牵引法是微波通信电路设计领域一种实用的方法,能够用于测量器件在实际工作状态下的性能,并且这种方法可以用于大信号和非线性条件下的功率放大管的测量。

功放的输出功率主要取决于有源器件的负载阻抗,通过改变不同的负载阻抗值,测试功放的性能,这就是负载阻抗牵引的基本原理,搭建一套实际的负载(源)阻抗牵引系统是很困难而且代价昂贵的,但是随着微波EDA技术的发展,利用软件方针实现负载(源)阻抗牵引是很方便的[1]。

本文采用的是美国安捷伦公司的ADS电子设计软件(Agilent Design System),ADS软件可以提供电路设计者进行模拟、射频与微波等电路和通信系统设计,基于ADS的辅助设计将减少设计高精度高频RF/微波模块所需的步骤,并允许设计工程师在开始物理原型设计之前,做出可靠信息的决定和调整。

1 设 计

负载牵引方法可以通过不断调节输入和输出端的阻抗,找到让有源器件输出功率最大的输入、输出匹配阻抗。同理,也可以得到让功率管效率最高的匹配阻抗。这种方法可以准确地测量出器件在大信号条件下的最优性能,反映出器件输入,输出阻抗随频率和输入功率变化的特性,为器件和电路的设计优化提供了坚实的基础[2]。

开关类功率放大器(D类,E类和F类)中输出级MOS管被过驱动为一个开关管使在整个周期内电源提供的直流功耗为零,晶体管不消耗任何功率并且其效率在理想情况下为100%[3]。

在F类电路实现上,只考虑三阶谐波并联谐振网络,对高于三阶的谐波被认为在输出漏端电容处短路,且高于三阶的谐波并联谐振网络增加了无源元件的损耗,对性能提高并不明显。

本文设计的是F类功率放大器。采用0.25 μm的飞思卡尔的GaAs工艺MSFG35010功率放大器晶体管[7]。 对功率管做直流仿真,取管子在AB类的偏置点,漏端直流供给电压Vds取12 V,栅源电压Vgs取-11 V。

对功放管进行负载牵引仿真。如图1所示。

图2表示了输出功率和效率的牵引曲线。在同┮惶醯雀呦呱系淖杩箍梢曰竦孟嗤的输出功率(效率),细实线为输出功率等高线,负载牵引曲线最中心点的阻抗值可以获得最大输出功率为38 dBm;粗实线为效率等高线在最中心的点的阻抗值可以得到最大效率为61%,最中心的点为最大值,的等高线每一个等高线下降一个1 dB功率,效率和功率曲线没有闭合是因为在某些阻抗点谐波平衡仿真器不收敛,或者此时阻抗令放大器不稳定造成的。

图1 负载牵引电路结构图

图2 输出功率和效率的牵引曲线

首先测试负载阻抗,得到最大输出功率的负载阻抗为7.161-j2.481 Ω,此时效率为29.55%,增益为31 dB。然后再进行源牵引仿真,将Z_l_fund的值改为7.161-j2.481 Ω,其他条件不变,电路测试见┩1。通过仿真结果可以看到不同源阻抗下得到的输出功率和效率曲线,可得到最大效率为32%,最大输出功率的源阻抗为6.57-j14.3 Ω,接下来再回到负载牵引里面将Z_s_fund改为6.57-j14.3 Ω,再进行负载牵引,得到最大效率为61%时最佳负载阻抗值为7.311-j7.596 Ω。最终最佳负载阻抗和源阻抗不再变化,得到需要的值。

要实现最大的功率传输,必须按照负载牵引和源牵引所得的最佳输入和输出阻抗来设计匹配网络,实现上述匹配通常采用的匹配方法是在输入和输出端加入L型匹配网络。根据阻抗匹配理论,利用ADS里面的smith chart对输出匹配,将负载50 Ω匹配到功放管输出端需要的值,设计输出端的匹配电路。同样的道理,设计输入端的阻抗匹配电路,最后得到的完整的F类功率放大器的电路如图3所示。

最后测试此F类功率放大器电路的输出功率和输入功率变化关系以及功率附加效率和增益变化如图4和图5所示,图4中纵坐标轴为输出功率,横坐标轴为输入功率值,图5中纵坐标为功率附加效率,横坐标为输出功率。结果表明当源功率为28 dBm时,输出功率为37.739 dBm,功率附加效率为69.352%,很好地实现了F类功率放大器高效率的作用和特征。

图3 F类功率放大器的电路结构图

图4 输出功率随输入功率变化图

图5 功率附加效率的变化图

2 结 语

功率负载牵引法在经过验证后,通过测量功放管的输入,输出匹配阻抗,可以准确地描述出微波功率晶体管在大信号,非线性情况下的各种特性及最优阻抗值,例如最大输出功率,附加效率和器件输入输出阻抗等,弥补了基于小信号S参数的器件模型的不足,进而为优化电路性能奠定了基础。由此可见,功率负载牵引方法为改进开关类功放电路设计,优化器件性能提供了快速而有效的方法,提高了大信号下模型的准确性。

参考文献

[1]伊晓萌,李翔麟,邹喻,等.基于负载牵引方法的微波功率放大器仿真与设计[J].应用科技,2007,34(10):24-27.

[2]罗希,刘永强,蔡树军.采用功率测量负载牵引的阻抗匹配方法[J].半导体技术,2008,33(10): 927-929.

[3]池保勇,余志平,石秉学.CMOS射频集成电路分析与设计[M].北京:清华大学出版社,2006.

[4]Gao S,Butterworth P,Ooi S,et al.Microwave Class-F Power Amplifier Design Including Input Harmonic Terminations[A].Microwave Conference Proceedings[C].2005.

[5]Trask C,Class F Amplifier Loading Networks:A Unified Design Approach[A].IEEE MTT-S Int.Symp.Dig.[C].Anaheim,1999,1:351-354.

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[关键词]涡流检测 MAX038 探头 带通滤波

中图分类号：TH878； 文献标识码：A 文章编号：1009-914X（2014）37-0243-01

1.硬件平台搭建

本系统硬件平台主要如下图2.1所示：首先信号发生模块MAX038发出正弦信号，然后用功率放大模块将正弦信号放大，提高带负载能力，带动激励线圈，接着把霍尔传感器的输出值，先经过后期处理（如放大和滤波），然后通过求真有效值模块使其变成直流量，最后通过A/D采集模块用数码管显示出其值的大小。

2.1 信号发生模块

本系统采用MAX038来产生稳定的正弦波信号，MAX038是MAXIM公司生产的一个只需要很少外部元件的精密高频波形产生器，其工作电压采取±5V 双电源供电，根据数据手册，选取如下电路图2.2

2.2 功率放大电路

MAX038输出的信号不足以带动负载线圈，霍尔传感器输出带负载能力很弱，所以本论了两个个功率放大电路，利用TDA2030A芯片来对信号进行功率放大，该芯片需要的元件少，输出功率大，电路图如2.3所示：

2.3 激励线圈的绕制

本系统所采用的探头线圈为放置式线圈，线圈绕制在环形的线圈骨架槽内，线圈骨架材料采用聚四氟乙烯，匝数为300匝。

2.4 霍尔传感器

由于本系统的线圈中加载的电流比较大，线圈周围的场强会比较大，所以本系统选取了霍尔传感器UGN3503，它的测量磁场范围为-670到670，采取正5伏电压供电。

2.5 功率放大模块

从霍尔传感器输出的信号微弱，带负载能力弱，故对霍尔传感器输出信号进行功率放大，功率放大模块如前图2.3所示。

2.6 滤波模块

从霍尔传感器输出的信号微弱，抗干扰能力差，含有大量的谐波，因此滤波电路的设计也是极其重要的。本系统采用TI公司的FilterPro软件，设计了四阶的贝塞尔滤波器，其中心频率为1KHz，通带带宽为50Hz，具体电路图如下图2.5所示：其中运放芯片使用OP07。

2.7 求真有效值模块

AD637是ADI公司的一款完整的高精度、单芯片均方根直流转换器， 本系统根据数据手册，选取了如下的电路，如下图2.6所示，其中Cav0.1uf，C1，C2为0.33uf。

2.8 数据采集模块

ADC0809是美国国家半导体公司生产8位逐次逼近式A/D模数转换器。本系统首先利用Proteus软件进行了仿真，根据涡流检测的原理，在缺陷处和无缺陷处，此直流值的幅值是不一样的，这时候，可以通过幅的大小来判断有无缺陷。本系统在仿真的基础上搭建了硬件电路图。

3.实验结果

本系统首先选取了铝合金材料作为导电材料样板，首先对光滑无缺陷的表面进行了检测并将其作为参考值。正常情况下其值大小为4.36V，然后对不同深度的缺陷进行了检测，其中较浅处缺陷情况下，其值大小为3.41V，较深处缺陷情况消癌，其值大小为2.79V，通过实验，我们发现本系统通过数码管值的大小能够快速的判断此处是否有缺陷，不过不足在于对于较小的缺陷还是不容易检测出来的，而且需要有一个非缺陷处的值作为参考。

4.结语

本文介绍了一种简单的低频涡流检测系统，通过对试件中无缺陷处，缺陷处进行了比较，通过比较幅值的大小能快速判断是否有缺陷。不过缺陷是需要无缺陷处的幅值作为基准值。

参考文献

[1] 张思全，陈铁群，刘桂雄.涡流检测自然裂纹与信号处理[J].科学技术与工程，2007.

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关键词： GaN； 功率匹配； 高效率功率放大器； 通信系统

中图分类号： TN722.75?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2014）15?0083?03

Development of high efficiency power?amplifier based on new generation semiconductor GaN

GUO Dong， LI Liang， DOU Zhi?tong， LI Chao

（503th Institute of China Academy of Space Technology， Beijing 100086， China）

Abstract： In recent years， the requirement of power consumption is getting lower， and the space for the power amplifier getting smaller in wireless communication， radar and other fields， which requires the power amplifier to have higher efficiency and higher operating junction temperature. The new generation wide band gap semiconductor material GaN is able to meet the requirements. An S?band power amplifier based on CREE company′s GaN?based power amplifier tube CGH40045 was designed. In the design， power matching， heat dissipation and spurious suppression were considered. Final testing results show that within the bandwidth of 300 MHz， power gain ≥50 dB， saturated output power ≥46 dBm， efficiency ≥50%. The efficiency has been improved more significantly， compared with the previous GaAs power amplifier with 30% efficiency. In future communication systems， the power amplifiers based on the new generation semiconductor materials GaN have a very good application prospect.

Keywords： GaN； power matching； high efficiency power?amplifier； communication system

0 引 言

当前，在射频和微波频段下常用的功率放大器多为基于GaAs材料的HFET和PHEMT器件，但是由于GaAs材料在电性能和热性能上的局限，已经越来越不能满足未来系统的需求。作为下一代微波功率器件的材料，GaN材料异质结构击穿电压高，而且能够产生高浓度的二维电子气（2DEG），并具有很高的电子迁移率，因此能够得到很高的功率输出密度，同时AlGaN/GaN异质结器件能够承受很高的结温，可以很好地满足大功率、高效率、高温等性能要求[1]，在卫星通信、雷达等军事领域有着广泛的应用前景，是当前半导体技术重要的发展前沿之一。

近几年以GaN为基础的微波功率器件的应用取得了很大的进步，如美国的CREE公司和TriQuint公司、日本的东芝公司以及富士通等公司，不断地推出GaN大功率器件。其中TriQuint公司在2008年便推出了Ku频段100 W的GaN芯片[2]，使GaN器件进入了实用阶段。而美国军方也一直在大力扶持GaN器件的发展，目标是将其军事和空间应用的电子器件转向GaN器件。在国内，主要是中电13所和中电55所对GaN器件进行了研制[3?5]，其中中电13所的GaN器件从S波段一直覆盖到Ka波段，产品逐步达到了工程应用的要求。

本文针对某通信系统对功率放大器低功耗、高效率的要求，基于GaN功放管研制了一款S波段40 W饱和输出的功率放大器，主要进行了功率匹配、热设计考虑、杂散抑制等设计，最终测试结果显示在工作带宽内，工作效率≥50%，明显高于该系统之前采用的工作效率为30%的GaAs功率放大器。

1 GaN功率放大器设计方案

功率放大器位于系统的发射机中，将上变频板送入的功率进行放大和滤波，发送到发射天线。该通信系统之前采用的为GaAs功率放大器，随着系统对功耗要求的越来越苛刻，必须采用更高效率的功率放大器，从而使整个系统升级换代。

系统对功率放大器的功能需求有：工作于S频段，带宽为300 MHz；有大功率、小功率、关断三种工作状态；对输入的信号进行功率放大、滤波等处理。

具体的性能要求有：在300 MHz的带宽内功率增益≥50 dB；饱和输出功率≥46 dBm；工作效率≥50%；具有开路和短路保护的功能，具有小功率状态（输出功率为16～25 dBm）工作功能；具有电源关断功能，所有电源可同时关断和开启；在工作带宽外100 MHz处的杂散电平≤-85 dBm/10 MHz。功率放大器的结构尺寸为100 mm×40 mm×25 mm，电源以及控制信号共用一个微矩形接插件，射频信号采用常见的SMA?K形式。环境温度为-45～65 ℃。

根据指标要求，进行功率放大器方案的设计。至少需要三级放大器来满足功率增益≥50 dB的要求，并且末级和驱动级选用高效率的GaN器件，来满足高功率和高效率的要求；在末级功放管输出端接隔离器，隔离度≥25 dB，大大降低负载牵引对末级功放的影响，具有开路和短路保护的功能[6]；设计电源控制电路，分别控制末级功放电源、其余器件电源，从而实现大功率状态、小功率状态、关断状态间的切换；对于带外100 MHz处的杂散电平≤-85 dBm/10 MHz的指标，在驱动级和末级放大器间加入一个低插损的腔体滤波器，使杂散电平满足指标要求。电路原理框图如图1所示。

图1 功率放大器电路原理框图

对于功率状态控制电路，使用两路TTL电平分别控制PMOS管电源开关，从而分别控制末级GaN功率管的漏极电压、其余器件的供电电压。当控制电压为高电平时PMOS管打开，这样就可以通过关闭末级功放管的漏极电压来实现小功率状态，同时关闭其余器件的供电电压时为关断状态，而两路TTL电平都为高时则为大功率状态。在功率控制的同时还要注意GaN功率管需要先加栅极负压，后加漏极的正压。末级功放管电源控制电路原理框图如图2所示。

对于带外100 MHz处的杂散电平≤-85 dBm/10 MHz的指标，需计算腔体滤波器在带外100 MHz处的抑制指标。在带外100 MHz处无组合频率信号输入，白噪声的功率为-104 dBm/10 MHz，输入端到驱动级的增益为40 dB，噪声系数为5 dB，则驱动级输出的白噪声功率约为-59 dBm/10 MHz，此时后面接的腔体滤波器抑制为45 dB以上时，可将白噪声的功率降低到最小的噪底功率-104 dBm/10 MHz，后面末级功放和隔离器的总增益为10 dB，噪声系数为4 dB，则最终在100 MHz处的杂散功率为-90 dBm/10 MHz，满足指标要求。在具体设计时腔体滤波器在带外100 MHz处的抑制设计为50 dB，从而留有余量[7]。

图2 末级功放管电源控制原理框图

2 GaN功率放大器仿真验证

进行完方案设计后，要对关键性能进行仿真验证，保证设计的正确性和准确性。主要包括：末级功放管的匹配仿真、腔体滤波器性能仿真、热仿真。

一般来讲GaN功放管可工作带宽很宽，如CGH40045的工作带宽可达DC～6 GHz，需要在工作频带内进行匹配设计，从而得到较高的功率、增益以及效率。通常使用谐波平衡仿真来得到大信号状态下功放管的仿真结果。仿真图如图3所示，经过仿真可得，末级功放的饱和功率为47.5 dBm，功率增益为10.5 dB，工作效率≥55%。

图3 末级功放管仿真电路图

对于腔体滤波器，除了第1节中计算得到的在带外100 MHz处的抑制设计为50 dB外，其带内的插损还要足够小，从而降低对驱动级功放输出功率的要求，提高整体的效率；此外在带内的驻波也要足够好，使级联驱动级功放和末级功放时不引起自激，并且功率起伏小。此外限制腔体滤波器设计的为尺寸，宽度约为30 mm。腔体滤波器的仿真结果如图4所示。插损为1 dB左右，带内回波损耗≤-15 dB，在带外100 MHz处的抑制≥57 dB。

图4 腔体滤波器仿真曲线

为了尽量减小GaN功放管到屏蔽盒间的热阻，将功放管烧结在屏蔽盒上。对整个功率放大器进行热仿真，如图5所示。图5的环境温度设置为105 ℃，仿真得到末级功放的最高壳温为124 ℃，而末级功放管的热耗为45 W，热阻为1.9 ℃/W，则其结温为210 ℃，相比于其最高结温225 ℃留有余量，保证了长期工作的可靠性。

图5 热仿真结果

3 GaN功率放大器的测试结果

最终功率放大器的实物如图6所示。对功率放大器进行测试，输出功率、工作效率与输入功率的关系见表1。

图6 功率放大器实物

可见输出功率≥46.5 dBm；工作效率≥50%。其他指标测试结果为：在小功率状态输出功率为18～23 dBm，具备开路和短路的保护功能，功率状态控制电路功能正常；在工作带宽外100 MHz处的杂散电平≤-87 dBm/10 MHz，均满足指标要求。

在该系统的前一代设备里使用的是GaAs功率放大器，其工作效率为30%，在使用GaN功率放大器作为末级功放后效率提高至50%，大大地降低了系统的功耗，提高了系统的效率，降低了散热的压力。

表1 功率放大器测试结果

[输入功率 /dBm＼&输出功率 /dBm＼&效率 /%＼&-4＼&46.6＼&50.2＼&-3＼&46.5＼&50.4＼&-2＼&46.7＼&50.5＼&-1＼&46.7＼&50.5＼&0＼&46.8＼&50.6＼&1＼&46.8＼&50.6＼&]

4 结 论

针对通信系统对低功耗越来越苛刻的要求，研制了一款基于GaN功放管的S波段功率放大器，带宽为300 MHz，饱和输出功率≥46 dBm，工作效率≥50%，大大提高了系统的效率，满足了系统低功耗的要求。GaN功放管的带宽宽，输出功率高，可在更高的温度下工作，并且效率高，可大大降低系统的功耗，在通信系统中有着非常好的应用前景，将会逐步替代GaAs功率管而得到广泛的应用。

参考文献

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