igbt驱动电路范文
时间：2023-04-05 15:39:26
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篇1
ABSTRACT：This article describes the IGBT gate drive circuit protection classification，analysis of the trends of the IGBT driver protection circuit，common IGBT drive optocoupler isolated，transformer isolated typical circuit analysis，and common market manufacturers. IGBT drive operating parameters and compares the performance analysis on the the IGBT fault in the engineering practice to discuss the principle of selection of IGBT driver reference.
KEY WORDS：IGBT;drive;protection
绝缘门极双极型晶体管（Isolated Gate Bipolar Transistor简称IGBT）是复合了功率场效应管和电力晶体管的优点而产生的一种新型复合器件，具有输入阻抗高、工作速度快、热稳定性好驱动电路简单、通态电压低、耐压高和承受电流大等优点，因此现今应用相当广泛。但是IGBT 良好特性的发挥往往因其栅极驱动电路设计上的不合理，制约着IGBT的推广及应用。因此本文分析了IGBT对其栅极驱动电路的要求，设计一种可靠，稳定的IGBT驱动电路[1]。
1.IGBT驱动电路特性及可靠性分析
IGBT的门极驱动条件密切地关系到他的静态和动态特性。门极电路的正偏压、负偏压和门极电阻的大小，对IGBT的通态电压、开关、开关损耗、承受短路能力及电流等参数有不同程度的影响。其中门极正电压的变化对IGBT的开通特性，负载短路能力和电流有较大的影响，而门极负偏压对关断特性的影响较大。同时，门极电路设计中也必须注意开通特性，负载短路能力和由电流引起的误触发等问题[2-3]。
根据上述分析，对IGBT驱动电路提出以下要求和条件：
（1）由于是容性输出输出阻抗;因此IBGT对门极电荷集聚很敏感，驱动电路必须可靠，要保证有一条低阻抗的放电回路。
（2）用低内阻的驱动源对门极电容充放电，以保证门及控制电压有足够陡峭的前、后沿，使IGBT的开关损耗尽量小。另外，IGBT开通后，门极驱动源应提供足够的功率，使IGBT 不至退出饱和而损坏。
（3）门极电路中的正偏压应为+12～+15V;负偏压应为-2V～-10V。
（4）IGBT驱动电路中的电阻对工作性能有较大的影响，较大，有利于抑制IGBT 的电流上升率及电压上升率，但会增加IGBT 的开关时间和开关损耗;较小，会引起电流上升率增大，使IGBT 误导通或损坏。的具体数据与驱动电路的结构及IGBT的容量有关，一般在几欧～几十欧，小容量的IGBT 其值较大。
（5）驱动电路应具有较强的抗干扰能力及对IGBT 的自保护功能。IGBT 的控制、驱动及保护电路等应与其高速开关特性相匹配，另外，在未采取适当的防静电措施情况下，IGBT的 G～E 极之间不能为开路。
2.IGBT驱动电路分类
根据IGBT的静态特性、开关暂态特性并考虑其允许的安全工作区，IGBT工作时门极驱动保护电路应满足如下基本要求：提供足够的栅极电压来开通IGBT，并在开通期间保持这个电压;在最初开通阶段，提供足够的栅极驱动电流来减少开通损耗和保证IGBT的开通速度;在关断期间，提供一个反向偏置电压来提高IGBT抗暂态的能力和抗EMI噪声的能力并减少关断损耗;在IGBT功率电路和控制电路之间提供电气隔离，对IGBT逆变器，一般要求的电气隔离为2500V以上;在短路故障发生时，驱动电路能通过合理的栅极电压动作进行IGBT保护，并发出故障信号到控制系统。
2.1 直接驱动电路
如图1所示，为了使IGBT稳定工作，一般要求双电源供电方式，即驱动电路要求采用正、负偏压的两电源方式，输入信号经整形器整形后进入放大级，放大级采用有源负载方式以提供足够的门极电流。为消除可能出现的振荡现象，IGBT 的栅射极间接入了RC网络组成的阻尼滤波器。此种驱动电路适用于小容量的IGBT。
图1 IGBT直接驱动电路
2.2 光电隔离驱动电路
光耦隔离驱动电路如图2所示。由于IGBT是高速器件，所选用的光耦必须是小延时的高速型光耦，由控制器输出的方波信号加在三极管的基极，驱动光耦将脉冲传递至整形放大电路，经放大后驱动由T1、T2组成的对管。对管的输出经电阻R驱动IGBT。
图2 IGBT直接驱动电路
2.3 变压器隔离驱动电路
图3是IGBT的变压器隔离驱动电路。图中的辅助MOS管是N沟道增强型MOS管，其漏极为D、原极为S、栅极为G。P端有正信号输入时，变压器的二次侧电压VGS经二极管D1向IGBT提供开通电压并给门极/源极结电容C充电，这时辅助MOS管受反偏（S点为正，G点为负）而阻断，阻断了IGBT门极结电容C经MOS管放电。当P端有负信号输入，脉冲变压器二次侧VGS>0，辅助MOS管导通，D、S两点导通，抽出IGBT门极结电容C的电荷，使其关断。
图3 IGBT直接驱动电路
2.4 驱动模块构成的驱动电路
应用成品驱动模块电路来驱动IGBT，可以大大提高设备的可靠性，目前市场上可以买到的驱动模块主要有：富士的EXB840、841，三菱的M57962L，惠普的HCPL316J、3120等。这类模块均具备过流软关断、高速光耦隔离、欠压锁定、故障信号输出功能。由于这类模块具有保护功能完善、免调试、可靠性高的优点，所以应用这类模块驱动IGBT可以缩短产品开发周期，提高产品可靠性。下面以三菱的驱动模块M57962L为例，说明此类电路的工作原理。
M57962L是由日本三菱电气公司为驱动IGBT而设计的厚膜集成电路。M57962L内部集成了退饱和、检测和保护单元，当发生过电流时能快速响应，但慢关断IGBT，并向外部电路给出故障信号。它输出正驱动电压+15V，负驱动电压-10V。内部结构如图4所示，由光耦合器、接口电路、检测电路、定时复位电路以及门关断电路组成。M57962L是N沟道大功率IGBT模块的驱动电路，能驱动600V/400A和1200V/400A的IGBT。M57962L具有如下特点：
（1）采用快速型光耦合器实现电气隔离，适合20kHz的高频开关运行。光耦合器一次侧已串联限流电阻（约185Ω），可将5V的电压直接加到输入端，具有较高输入、输出隔离度（Uiso=2 500V，有效值）。
（2）采用双电源供电方式，以确保 IGBT 可靠通断。如果采用双电源驱动技术，其输出负栅极电压比较高。电源电压的极限值为+18V/-15V，般取+15V/-10V。
（3）内部集成了短路和过电流保护电路。M57962L的过电流保护电路通过检测 IGBT 的饱和压降来判断是否过电流，一旦过电流，M57962L 将对 IGBT实施软关断，并输出过电流故障信号。
（4）输入端为TTL门电平，适于单片机控制。信号传输延迟时间短，低电平转换为高电平的传输延迟时间以及高电平转换为低电平的传输时间都在1.5μs以下。
图4 触发电路总体框图
采用M57962L驱动IGBT模块的实际应用电路如图5所示。供电电源采用双电源供电方式，正电压+15V，负电压-10V。当IGBT模块过载（过电压、过电流），集电极电压上升至15V以上时，隔离二极管VD1截止，模块M57962L的1脚为15V高电平，则将5脚置为低电平，使IGBT截止，同时将8脚置为低电平，使光耦合器工作，进而使得驱动信号停止;稳压二极管VS1用于防止VD1击穿而损坏M57962L;R1为限流电阻。VS2、VS3组成限幅器，以确保IGBT的基极不被击穿。
图5 触发形成电路
3.结论
通过对IGBT门极驱动特点的分析及典型应用电路的介绍，使大家对IGBT 的应用有一定的了解。可作为设计IGBT驱动电路的参考。
参考文献
[1]郭帆，等.晶闸管强触发电路设计[J].核电子学与探测技术，2012：32（6）：698-699.
篇2
关键词：击穿 驱动 保护
中图分类号：O 453 文献标识码：A 文章编号：1674-098X（2012）12（b）-00-02
目前，大功率电源技术的发展向着小型、高频方向迈进，其功率开关部分多采用IGBT来实现，但是由于功率的增大、开关频率的增高及设备体积的减小，使得IGBT发生击穿甚至炸管的故障率显著增加，该文通过使IGBT工作在500 V/10 KHz条件下进行的各项试验，对不同原因导致的击穿现象进行分析总结，论述了不同情况下击穿的根本原因及表现形式，提出了一种IGBT驱动保护电路，经实际验证，此电路运行稳定，保护动作快速有效。
IGBT是由BJT（双极型三极管）和MOS（绝缘栅型场效应管）组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件，具有载流密度大，开关速率快，驱动功率小而饱和压降低的优点。非常适合应用于直流电压为600 V及以上的大功率逆变系统，在工业领域有着广泛的应用。
1 击穿原因分析
由于该器件经常应用于大功率及开关速率快的场合，因此发生击穿甚至炸管的几率非常高，究其根本击穿原因有以下三点：过压击穿、过流击穿、过温击穿。
1.1 过压击穿
引起过压击穿的原因有很多，比如负载、线路、元器件的分布电感的存在，导致IGBT在由导通状态关断时，电流Ic突然变小，将在IGBT的c、e两端产生很高的浪涌尖峰电压Uce=L×dic/dt，此电压若大于IGBT的耐压值，则会击穿IGBT；另外，静电、负载变化、电网的波动、驱动电路失效开路以及外部电磁干扰都可能引起电压击穿。
过压击穿分为两个步骤：（1）IGBT的雪崩击穿；（2）IGBT短路。
第一步：雪崩击穿，当IGBT的栅极电压为零或负时，处于正向阻断状态，此时若IGBT承受外部阻断电压较高，耗尽层的电场强度随电压升高而升高，就会在耗尽层产生大量的电子和空穴，当电场强度超过临界值时，外部阻断电压会使中性区边界漂移进来的载流子加速获得很高的动能，这些高能载流子在空间电荷区与点阵原子碰撞时使之电离，产生新的电子-空穴对。新生的电子-空穴对立即被强电场分开并沿相反方向加速，进而获得足够动能使另外的点阵原子电离，产生更多的电子-空穴对，载流子在空间电荷区倍增下去，反向电流迅速增大，发生雪崩击穿，直至PN 结损坏。这个使得PN 结电场增强到临界值的外部电压称为IGBT的雪崩击穿电压。
第二步：IGBT短路，IGBT的雪崩击穿是一个可逆过程，不会立即导致IGBT损坏，此过程如果通过增加吸收回路等方法使过压时间控制在10个电压脉冲周期以内，IGBT不会表现为不可逆的击穿状态，但如果吸收回路没能在短时间内吸收浪涌电压，那么IGBT则会表现为集电极发射极短路状态（静电击穿门级表现为门级发射极短路），此状态不可逆。
1.2 过流击穿
导致IGBT过流击穿的原因多为负载短路、负载对地短路，此外，由于驱动电路故障、外界干扰等造成的逆变桥桥臂不正确导通也是过流击穿的一大原因。
IGBT有一定抗过电流能力，但时间要控制在10 us以内。IGBT 内部有一个寄生晶闸管，所以有擎住效应。在规定的发射极电流范围内，NPN 的正偏压不足以使其导通，当发射极电流大到一定程度时，这个正偏压会使NPN 晶体管开通，进而使NPN 和PNP 晶体管处于饱和状态，导致寄生晶闸管开通，此时门极会失去控制作用，便发生了擎住效应，IGBT 发生擎住效应后，发射极电流过大造成了过高的功耗，最后导致器件的损坏。过流击穿多表现为可见性炸管。
1.3 过温击穿
IGBT的最大工作温度一般为175 ℃，但实际应用中结温的最高温度要控制在150 ℃以下，一般最好不要超过130 ℃，否则高温会引起外部器件热疲劳以及IGBT稳定性变差，经过实际验证IGBT长时间工作在40 ℃左右为宜。
发生过温击穿的主要原因为散热设计不完善，电路设计原因为死区时间设置过短、控制信号受干扰导致的逆变桥臂瞬时短路、负载阻抗不匹配、驱动电压不足、IGBT器件选型错误导致的和设计开关频率不匹配等。
过温失效主要表现在以下几个方面：栅门槛电压VGE增大；CE动态压降VCE增大；动态导通时间增大，关断时间减小；开关损耗增大。
2 驱动保护电路设计
2.1 驱动电路设计思路
以K40T120（1200 V/40 A）型IGBT为例进行驱动电路设计：
2.1.1 确定门级电电容及驱动电压：用Cin=5 Ciss进行计算，根据手册可查Ciss=2360 pF，则Cin=2360×5=11.8 nF，
根据Q＝∫idt＝Cin×ΔU计算驱动电压ΔU经查此IGBT门级电容Q=192 nC，ΔU=Q/Cin=16.3 V，因此最小驱动电压为16.3 V。
2.1.2 确定门级正偏压以及负偏压：正偏压Vge越高，器件的导通损耗就越小，但是，Vge不允许超过+20 V，原因是一旦发生过流或短路，Vge越高，则电流幅值越高，IGBT损坏的可能性就越大。负偏压的应用是为了在栅极出现开关噪声时仍能可靠截止，一般选为5～15 V为宜。综合最小驱动电压16.3 V，由器件Vgate/Ic曲线选定正偏压+11 V、负偏压-9 V为最终驱动电压。
另外，驱动电路还应有门极电压限幅功能，以防外界干扰及器件损坏等造成的门级过驱动击穿IGBT。
2.1.3 确定驱动电流及驱动电阻：一般来讲，IGBT器件的耐压耐流越大，IGBT的门极和集电极间的等效电容越大，所需的电流越大，此外开关频率越大，所需门级电流越大。
K40T120的门级电流为200 mA，以20 V驱动电压计算，其最小驱动电阻为20 V/200 MA=10 K，选择10 K作为驱动电阻。
由器件的Rg/Td（on）Td（off）曲线结合所需开关频率确定门级电阻为40 Ω。
此外，IGBT驱动电路需要设计隔离电路（可采用光耦隔离或变压器隔离），防止IGBT击穿时损坏驱动电路或者中控电路，设计的思路是尽可能的简单实用，要有抗干扰能力，输出阻抗越低越好。
2.2 IGBT驱动电路
由于电路中分布电感和分布电容对IGBT高速开关状态会有很大的影响，所以采用分级设计，前后级用双绞线进行连接。
图1所示为K40T120的前级驱动电路：由光耦进行隔离，信号由光耦输入，20 V电压输入经整形变为+11/-9 V的驱动波形由G/E输出。
图中电容的作用是使输出波形更平稳，稳压管1N4739（9.1 V稳压管）的目的是提供负偏压，可根据实际情况进行改变。
图2所示为IGBT后级驱动部分，以H桥单桥臂为例实际应用中可在电源母线加装π型滤波器、增加电容组的容量以抑制浪涌电压，P6KE16CA为双向瞬态电压抑制器件，防止门级电压过高引起器件损毁。
2.3 IGBT的保护
IGBT的过压保护主要采用减少电路分布电感、增加吸收缓冲回路、增大门级电阻等方法来实现，此部分电路加装在驱动电路部分。
IGBT的过温保护主要采用散热片加风冷的方式实现，并参考实际应用参数（工作电流及环境温度）进行设计，在此不再赘述。
IGBT过流保护电路：
IGBT具有一定的过流能力，但是过流时间不可超过10 us，要求过流保护电路要有高精度、快速反应等优点，因此采用电源母线采样、高速比较器进行电流比较，一旦超过设定电流立刻关断驱动波形，保护IGBT。
图3所示保护电路，高速比较器采用LM211，电感L串入母线回路，由330 Ω电阻进行采样并经分压输入2脚，3脚的基准电压有电源电压分压得到，调整20K电阻调节保护灵敏度，CD4013的输出端可根据实际需要接入波形发生电路或经光耦隔离接入驱动电路。
此保护电路在500 V/20 A的逆变电路中应用，IGBT击穿率下降到7%左右，有实际的应用价值。
3 结语
IGBT器件由于其工作在大电压、大电流的状态下，因此，发生击穿甚至炸管的故障较多，但是，只要按照器件手册及相关计算公式计算驱动电压、电流，选定稳定可靠的驱动电路，合理设计电路板结构，增加相应的保护措施，IGBT完全可以稳定可靠地工作。
参考文献
[1] IGBT保护分析.英飞凌公司器件手册.
[2] 王启文，冷祥彪，胡德庆，等.中频电阻焊机电源的IGBT保护方法[M].电源技术，2007，9.
[3] 吴晓，杨美传。IGBT模块在列车供电系统中的应用及保护[M].车辆产品与零部件，2008，3.
[4] 刘星平.IGBT驱动电路的研究[J].电气开关，2002（5）.
[5] 尹海.IGBT驱动电路性能分析[M].电力电子技术，1998，3.
篇3
[关键词]逆变器 CPU主板 IGBT 驱动板
中图分类号：TM464 文献标识码：A 文章编号：1009-914X（2015）06-0207-01
l 问题的提出
随着我国电气化铁路的发展，电气化铁路客车接触网DC600V的供电方式，将逐渐成为我国铁路客车的主要供电方式。客车逆变器是专为DC600V供电客车空调电源研制开发的，采用DC-AC变换技术。逆变器容量：2×35kVA逆变器+10kVA隔离变压器。当某一台逆变器发生故障造成停止输出时，另一台逆变器可通过转换向两路负载供电，以确保客车用电设备的正常工作。逆变器将客车控制柜接入的DC600V电源，通过充电电阻到中间支撑电路再到六只IGBT功率开关器件上。同时接入DC110V电源供给控制回路，经电源模块变压给控制电路CPU和IGBT驱动板提供电源。驱动板向IGBT发送开通/截止脉冲信号，使IGBT在逆变控制电路控制下，按设定程序正确导通与关断。与此同时电压检测电路（各电压传感器），电流检测电路（各电流传感器）把检测到各部分工作状态与控制电路中CPU系统预先设定的工作状态比较之后，决定是否发送正常运行或停机保护命令。同时依据输入电压变化按程序动态调节输出电压，使逆变器输出恒压恒频弦脉宽调制电压，经滤波电感与电容构成的LC滤波电路变换为正弦波（380V 50HZ）供给空调机组使用。而隔离变压器通过星形三角形电路转换，把逆变器提供的三相380V电压变成三相四线制380V电压并输出三组AC220V交流电供负载使用。2×35KVA逆变电源做为空调客车和相应供电制式的客车或动车组的交流电源，它的维护与检修成了目前车辆段日常运用检修的重点和难点。本文通过对运用中DC600V供电客车进行调研，结合逆变器的工作原理，分析探讨客车车下逆变器的常见故障原因。
2 调查情况
为了探讨客车车下逆变器都有哪些常见故障，对沈阳车辆段进行了调查，截至2013年12月19日，沈阳车辆段配属DC600V供电客车802车，按制造厂家分，新誉集团217辆，武汉正远109辆，铁科院75辆，南京华士65辆，南车株州时代集团270辆，武汉江夏32辆，四研电器34辆。截止目前发生车下电源故障149件，主要故障现象为：IGBT过流、散热器过热、母线电压过欠压、输出电压过欠压、输入电容充电故障、接触器故障等。
3 逆变器的常见故障原因分析
通过对沈阳车辆段客车车下逆变器故障情况的调查发现，CPU主板故障、IGBT故障、驱动板故障是造成逆变器失效的主要原因，尤其是主控板故障造成了逆变器无输出、输出过欠压、输出过流是较为常见的现象，针对逆变器的运用状况，结合其作用原理分析以下几个常见故障的产生原因。
3.1 CPU主板故障
CPU主板是逆变器系统的核心，控制着整个系统的逻辑动作与安全保护，根据电压传感器、电流传感器检测的信号来控制各接触器动作与PWM脉冲的发生与否。如在输入电路中，电压传感器将检测到的输入电压传送给CPU主板，当输入电压值介于500―600V时，CPU经比较处理后传出信号通过固态继电器将输入接触器吸合；当电压低于500V或高于600V时，输入接触器断开，同时CPU将输入过压或欠压信号传给控制柜。影响CPU系统可靠安全运行的主要因素主要来自系统内部和外部的各种电气干扰，并受系统结构设计、元器件选择、安装、制造工艺影响，影响CPU系统使用可靠性的因素主要是逆变器所处的工作条件、组装条件、工作环境等，逆变器所处的工作环境中电浪涌现象尤为严重，电浪涌，也称电瞬变，指的是随机地短时间电压电流冲击。
3.2 IGBT故障
由六个大功率IGBT组成的三相桥式逆变电路是逆变器的心脏，另有三个电容对IGBT进行保护。IGBT作为开关元件，具有开关频率高、驱动简单、损耗低的特点。直流600V经此电路逆变为三相三线的380V正弦交流电。IGBT故障将会使逆变器Ⅰ或逆变器Ⅱ无输出，造成客车电气装置无法正常工作。从沈阳车辆段2013年逆变器故障情况调查中发现，IGBT故障主要发生在夏季，出现这种结果的主要是由IGBT的工作特性所决定的。IGBT的开通和关断是由栅极电压来控制的。当在栅极加正向电压时，MOSFET内形成沟道，并为PNP晶体管提供基极电流，进而使IGBT导通。当在栅极上施加反向电压时MOSFET的沟道消除，PNP晶体管和基极电流被切断，IGBT即被关断。造成IGBT损坏的原因一般有：过热损坏集电极、超出关断安全工作区引起擎住效应而损坏、瞬态过电流导致IGBT损坏、过电压造成集电极发射极击穿或造成栅极发射极击穿。对于客车逆变器使用的IGBT模块，所处的工作环境散热条件并不是很好，车下逆变器主电路由于防水防尘的需要，其所在的铁盒是密封的，因此较容易导致散热不良现象发生，增加GBT故障的故障率。在夏季，IGBT模块烧坏的故障率偏高的主要原因是，电流过大引起的瞬时过热，因散热不良导致的持续热均会使IGBT损坏。通常流过IGBT的电流较大，开关频率较高，故器件的损耗较大，若热量不能及时散掉，器件的结温将会超过最大值125℃，实际应用时，一般最高允许的工作温度为125℃左右。因此，夏季逆变器使用中，要特别注意保证逆变器的散热条件。
3.3 驱动板故障
逆变器能否正常工作，关键在于驱动电路，目前，IGBT驱动电路的形式很多，常用
有：直接驱动、电流源驱动、双电源驱动、隔离驱动、集成模块式驱动等。由于集成模块式驱动电路性能更好，整机可靠性更高，体积更小，因此客车车下逆变器采用了集成模块式驱动，很好地解决了IGBT驱动所要考虑的问题。驱动板故障会造成现逆变器出现的故障现象有：逆变器输出过压；三相输出不平衡；输出缺相； IGBT故障；IGBT开关元器件过流保护；二台逆变器均显示00正常，但一台逆变器无输出电压。造成驱动板故障的原因较复杂，只要电路输入端有浪涌脉冲发生的可能，或者输入端的电源不稳定，电路中就会存在高频瞬态的干扰，这都有可能造成驱动板故障。另外，光耦的损坏，电解电容漏液，驱动电路印刷电路板严重损坏，电容容量不足，都会造成驱动信号失常，使机器工作过流。驱动板的工作还会受到周围环境的影响，参数设置的不当，以及不正当的操作，也可能对驱动板造成损坏。因此，逆变器的使用改进过程中，应该选用驱动功率大、有完善保护功能的集成驱动模块，来保证系统的可靠运行。
4 结束语
造成逆变器不能正常工作的原因有很多，除了本文探讨的三种较为常见的故障外，还有一些故障：接触器故障、输入输出板故障、电压检测板故障、散热不良等。本文针对沈阳车辆段在2013年发生次数相对较多的三种故障，分析了逆变器系统中存在的主要干扰源，并重点分析了这些干扰对于用于逆变器中的CPU主板、IGBT、驱动电路会造成的影响；通过这些分析，提出了逆变器在进行设计和使用时应注意的一些问题，为运用部门提供参考。
参考文献
篇4
引言
由于电力变换装置均工作在大功率环境中，过流和短路是不可避免的。为了确保电力变换装置安全可靠地工作，有效的电流保护设计是必须的。而过流相对于短路对变换装置的危害要小，再加上各种资料对过流保护介绍得比较多，故在此主要讨论电力变换装置中的短路保护的设计。
现代电力变换装置均采用大功率半导体开关器件，其所能承受的电流过载能力相对于旋转变流装置要低得多，如IGBT一般只能承受几十个μs甚至几个μs的过载电流，一旦短路发生就要求保护电路能在尽可能短的时间内关断开关器件，切断短路电流，使开关器件不致于因过流而损坏。但是，在短路情况下迅速关断开关器件，将导致负载电流下降过快而产生过大的di/dt，由于引线电感和漏感的存在，过大的di/dt将产生很高的过电压，而使开关器件面临过压击穿的危险。对于IGBT，过高的电压又可能导致器件内部产生擎住效应失控而损坏器件。因此，必须综合考虑和设计电力变换装置短路保护，以确保电流保护的有效性。
1 短路保护电路的设计
由于IGBT综合了场效应管输入阻抗高，驱动功率小和双极晶体管电压容量大，电流密度高的优点，而成为了现代电力变换装置中使用最广泛的一种开关器件，下面以其为保护对象进行讨论。
1.1 过流信息检测
为了实现IGBT的短路保?，必须进行过流检测。适用于过流检测方法，通常是采用霍尔电流传感器直接检测IGBT的电流Ic，然后与设定的阈值进行比较，用比较器的输出去控制驱动信号的关断；也可以检测过流时IGBT的集射极电压Vce，因为管压降含有短路电流的信息，过流时Vce将增大，且基本上与Ic呈线性关系，故检测过流时的Vce并与设定的阈值进行比较，用比较器的输出控制驱动电路的关断，也可完成过流保护。
1.2 降栅压软关断半导体开关器件
在短路电流出现时，为了避免关断IGBT时di/dt过大形成过电压，导致IGBT失控或过压损坏，通常采用降栅压的软关断综合保护技术。即在检测到过流信号后首先是进入降栅压保护，以降低故障电流的幅值，延长IGBT承受过载电流的时间。在降栅压动作后，设定一个固定延迟时间以判断故障电流的真实性，如在延迟时间内故障消失则栅压自动恢复；如故障仍然存在则执行软关断，使栅压降至0V以下，最终关断IGBT。采用降栅压软关断综合保护技术可使故障电流的幅值和下降率以及过电压都受到限制，使IGBT的运行轨迹处于安全区内。
图2
在设计降栅压软关断保护电路时，要正确选择降栅压的幅度和速度。如果降栅压幅度较大（如7.5V以上），则降栅压的速度就不要太快，一般采用2μs左右的下降时间。由于降栅压幅度大，集电极电流已经较小，则封锁栅极可快些，不必采用软关断。如果降栅压幅度较小（比如5V以下），则降栅速度可快些，而封锁栅压的速度必须慢，即采用软关断，以避免产生过高的过电压。
1.3 降频“打嗝”的保护
在大功率负载中为了使电源在短时间的短路故障状态下不中断工作，又能避免连续进行短路保护产生热积累而损坏IGBT，可采用使工作频率降低的方法形成间歇“打嗝”的保护，待故障消除后又恢复正常工作。降频“打嗝”的保护并非每个保护电路都必需。
2 几种实用的IGBT短路保护电路及工作原理
2.1 利用短路时Vce增大实现的短路保护电路
图1是利用IGBT短路时Vce增大的原理实现保护的电路，专用于EXB841驱动电路。如果发生短路，含有IGBT过流信息的Vce不直接送至EXB841的IGBT集电极电压监视脚6上，而是快速关断快速恢复二极管VD1，使比较器IC1（LM339)的V＋电压大于V－电压，比较器输出高电平，由VD2送至EXB841的脚6，启动EXB841内部电路中的降栅压及软关断电路，低速切断电路慢速关断IGBT，既避免了集电极电流尖峰损坏IGBT，又完成了IGBT短路保护。该电路的特点是，消除了由VD1正向压降随电流不同而引起关断速度不同的差异，提高了电流检测的准确性，同时，由于直接利用EXB841内部电路中的降栅压及软关断功能，整体电路简单可靠。
2.2 利用电流互感器实现的短路保护电路
图2是利用电流互感器实现过流检测的IGBT短路保护电路。其中电流互感器TA的初级串接在IGBT的集电极电路中，次级感应的过流信号经整流后送至比较器IC1的同相输入端，与反相端的基准电压Vref进行比较，IC1输出VB至具有正反馈的比较器IC2的同相输入端C点，由IC2的输出经R8接至EXB841的脚6上。不过流时，IC1的VA小于Vref，输出VB为低电平约0.2V，经R1送到IC2比较器的同相端C形成VC，因此时VC小于Vref，IC2输出为低电平，EXB841正常工作。当出现过流时，电流互感器检测到的整流电压将升高，VA大于Vref，VB为高电平，由R1给C3充电，经一定的延时后，VC将大于Vref，IC2输出高电平，EXB841保护电路工作，使IGBT降栅压软关断。IGBT关闭后，电流互感器初级无电流流过，使VA又小于Vref，VB又回到0.2V左右，C3经R1放电，当VC小于Vref时，IC2输出低电平，电路重新进入工作状态。如果过流继续存在，保护电路又恢复到原来的限流保护工作状态，反复循环使EXB841的输出驱动波形处于间隔输出状态，使IGBT输出电流有效值减小，达到保护IGBT的目的。电位器W1用于调整IC1比较器过流动作阈值。电容器C3可经D5和R5快速充电，经R1慢速放电，只要合理地选择R1，R5和C3的参数，可实现EXB841比较快关闭IGBT而较慢恢复IGBT。正反馈电阻R7保证IC2比较器具有迟滞特性，和R1和C3充放电电路一起，保证IC2输出不致于在高、低电平之间频繁变化，使IGBT频繁开通、关断而损坏，提高了电路的可靠性。
图3
2.3 利用短路Vce和电流互感器过流检测同时实现的短路保护电路
图3是利用IGBT过流集电极电压检测和电流互感器过流检测同时实现的短路保护电路。当负载短路（或IGBT因其它故障过流）时，IGBT的Vce将增大，VD1关断，导致由R1提供的电流经R2和R3分压器提供的电压，使V3导通，从而使IGBT栅极电压由VD3所限制而降压，限制了IGBT峰值电流的幅度，该电压同时经R5及C3延迟使V2导通，送去软关断信号。为了提高短路保护电路的可靠性，图3电路还增加了短路电路检?保护，它是由电流互感器TA，整流桥U和IC1等组成，短路发生时经电流传感器TA检测出短路电流信号，使比较器IC1输出高电平，该高电平一方面使V3管导通，完成IGBT的降栅压保护，另一方面由V2导通进行IGBT软关断保护。
2.4 具有降栅压软关断及降低工作频率的综合短路保护电路
图4是一具有降栅压软关断及降低工作频率的综合短路保护电路。
正常工作时，驱动输入信号Vi为低电平，光耦IC4不导通，V1及V3导通，输出负驱动电压VE，IGBT（V4）关断；当驱动输入信号Vi为高电平时，光耦IC4导通，V1截止而V2导通，输出正驱动电压VC1，功率开关管IGBT导通。发生短路故障时，IGBT集电极电压Vce增大，由于VD5截止导致比较器IC1输出高电平，V5导通，由VD2限压实现对V2降栅压，从而实现了IGBT软降栅压保护，V2降栅压幅度由稳压管VD2决定，软降栅压时间由R6和C1决定约为2μs。IC1输出的高电平同时经R7对C2进行充电延时约5～15μs后，C2上电压达到稳压管VD4的击穿电压，V6导通。V6导通后，一方面使光耦IC5导通启动降频过流保护电路工作，另一方面由R9和C3形成约3μs的软关断栅压，完成对IGBT软关断栅压保护。
图4
V5导通时，V7经C4和R10电路形成的基极电流导通约20μs，在降栅压保护后将输入驱动信号闭锁一段时间，不再响应输入端的关断信号，以避免在故障状态下形成硬关断过电压，使驱动电路在故障存在的情况下能执行一个完整的降栅压和软关断保护过程。
降频过流保护电路主要由时基555电路（IC2），光耦IC5，V8和V9三极管等组成。V6导通时，光耦IC5导通，时基电路IC2的触发脚2获得负触发信号，555脚3输出高电平，V9导通，IC3与门被封锁，封锁时间由定时元件R15和C5决定（约1.2s），使工作频率降至1Hz以下，驱动器的输出信号将工作在所谓的“打嗝”状态，避免了发生短路故障后仍工作在原来的频率下，而频繁进行短路保护导致热积累而损坏IGBT。只要故障消失，电路又能恢复到正常工作状态。
2.5具有检测高频交流电流短路的保护电路
图5
该电路如图5所示。R4为输出电流取样电阻，电路正常工作时，IC1的输出电压UA不足以使D3（9.1V）或D4（9.1V）击穿导通，V1和V2均不导通，IC2不工作，V3导通输出低电平，EXB841驱动电路正常工作。如果电路有过流现象出现时，假定发生在正半周，IC1输出的UA为负电压，使得D3击穿，D4导通，V2导通，电流经D2，R8，V2，R1，使光耦IC2导通，输出过流信号，V3截止输出高电平。若负半周过流发生，IC1输出UA为正电压，使D4击穿，D3导通，V1导通，电流经R7，V1，R8和D1，使IC2通电工作，V3截止输出高电平。当V3截止输出高电平时，启动EXB841内部短路降栅压软关断电路工作，完成对IGBT的保护。这样，只要电路有过流现象发生，保护电路就会立即动作，对电路进行有效地保护，防止损坏IGBT。该电路对低频交流电路和直流电路短路电流保护同样有效。由于PN结稳压值随温度升高而升高，而PN结正向导通值随温度升高而降低，故D3及D4反向串联具有良好温度补偿作用，使电路热稳定性相当好。
篇5
【关键词】MSP430单片机；IGBT；驱动模块；PID
Induction Heating System Based on MSP430MCU
Wu Jian-hua，Chen Wei-min，Wang zhao-yong
（School of Mechanical and Electrical Engineering，Shandong University at Weihai，Weihai，264209）
Abstract：The system can generate and control the driving circuit to produce PWM pulses and achieve the goal of soft-start of the heating system.We also detect the temperature and current of IGBT to take effective steps to protect IGBT.Moreover，measure the temperature of cylinder with K-type thermocouple and give it back to MCU，then using PID to control the temperature.
Keywords：MSP430MCU；IGBT；Drive module；PID
1.引言
目前塑料制品生产设备加热部分大都采用电阻丝、电热圈对料筒和模头进行加热，使塑料原料熔解塑化后再注模、拉伸，挤出成型为产品。此种加热方式热量损失大、环境温度高、寿命短、性能差。感应加热作为一种高效的加热方式，系统升温速率快、加热均匀、寿命长、无需维修，其热效率高达95%以上，与目前采用的电热圈相比，节电可达30%。
本课题以TI公司的MSP430系列单片机为核心，系统整体以加热铁锅烧开水为目标进行测试，采用MSP430单片机及CONCEPT公司的2SD106AI-17功率驱动模块对IGBT进行控制，将感应线圈绕到铁锅的周围，对单片机编程控制功率驱动模块产生PWM脉冲经过IGBT逆变进行加热。并加入了保护电路，如温度测量和IGBT过热、过流检测，当系统出现故障时，功率驱动模块的输出信号变为-5V的电平，将IGBT模块关闭，然后输出错误信号到单片机，单片机给出相应的处理后，再由蜂鸣器产生报警信号。另外，结合注塑机的特点，给感应加热加入了PID控制，防止整个注塑机料筒里面的原料被烧糊。
2.感应加热原理
感应加热是指将电网工频电能整流转换成直流，再通过逆变器将直流电转换成中频交流电供给负载线圈，由负载线圈产生磁场，在被加热的铁制品中产生涡流，从而达到加热的目的。其基本原理主要是法拉第电磁感应定律和基于电流热效应的焦耳--楞茨定律[1]。
针对注塑机的特点，设计了一款符合注塑机加热特点的感应加热电源，系统总体结构框图如图2所示。
3.PWM逆变
PWM(Pulse Width Modulation)控制技术是逆变电路中应用最广泛的技术，PWM控制就是对脉冲的宽度进行调制，即通过对一系列脉宽调制，来等效地获得所需要的波形(含形状和幅值)[2]。其基本思想就是在不改变PWM方波周期的前提下，通过软件的方法调整PWM的占空比，产生脉冲宽度可变的波形。
然后，将产生的波形加到IGBT上控制其导通、关断的时刻和持续时间，当PWM波形为高电平时，IGBT导通，逆变输出幅值等于直流电压，当PWM波形为低电平时，IGBT关断，逆变输出为零。这样，通过改变PWM波形占空比的大小就可以改变输出电压的大小，从而控制加热系统的温度。主电路如图3所示。
4.硬件电路设计
系统采用MSP430单片机，该系列单片机具有低功耗、处理能力强大、系统工作稳定、开发环境方便高效等优点[3]。硬件电路主要包括半桥逆变电路、电流和温度的测量电路、IGBT驱动、测温及过流保护电路、LED显示电路、键盘输入电路等。本系统设置了确认加热键、停止加热键、六个数字加减按键共八个功能键，由这八个功能键控制实现本系统主要功能，对测温电路及保护电路的信号做出实时响应。
4.1 控制及驱动电路
系统采用的单片机型号为MSP430F155，该单片机片上资源丰富，带有16k FLASH、512B RAM、8通道12bitA/D、双12bit D/A、DMA、48个I/O口、16位WDT(看门狗)、2个16位Timer、1个UART接口、I2C、比较器、温度传感器等，使得感应加热系统元件简单，开发方便。
通过对MSP430F155单片机编程，其片内有PWM模块，所以可以方便的实现PWM脉冲输出，我们使用其中两路PWM脉冲对电路进行控制。系统上电之后，用户可以通过功能键设定加热温度并启动，单片机即可根据用户设定的温度输出一定脉宽的PWM波形。
然后，采用CONCEPT公司SCALE系列2SD106AI-17驱动模块，自制电路板对IGBT进行驱动控制，用以得到加热所需要的电流[4]。同时还可以对IGBT的电流、电压进行监测，一出现过压、过流驱动模块就会有一个错误信号输出，反馈给单片机，防止IGBT温度过高而造成损坏。
4.2 键盘显示
CH452是数码管显示驱动和键盘扫描控制芯片。CH452内置时钟振荡电路，可以动态驱动8位数码管或者64位LED，具有BCD译码、闪烁、移位、段位寻址、光柱译码等功能，同时还可以进行64键的键盘扫描。CH452通过可以级联的4线串行接口或者2线串行接口与单片机等交换数据，并且可以对单片机提供上电复位信号。
系统采用CH452键盘显示控制芯片实现系统功能的设定以及温度显示，以便使用者实时观察加热装置的运行状态。
单片机一上电就显示000℃，此时按三个温度键（温度的百位加一键，十位加一键，个位加一键）设定温度，并按确认加热键系统开始工作。数码管显示温度的设定值，并实时显示测量值，达到用户设定温度后进入保温状态，当测温电路故障时，数码管显示error。
4.3 IGBT过热、过流保护
IGBT是由MOSFET和双极型晶体管复合而成的一种器件，其输入极为MOSFET，输出极为PNP晶体管，它融合了这两种器件的优点，既具有MOSFET器件驱动功率小和开关速度快的优点，又具有双极型器件饱和压降低而容量大的优点，其频率特性介于MOSFET与功率晶体管之间，可正常工作于几十kHz频率范围内，在现代电力电子技术中得到了越来越广泛的应用，在较高频率的大、中功率应用中占据了主导地位。
一般情况下，流过IGBT的电流较大，开关频率较高，导致IGBT器件的损耗也比较大，如果热量不能及时散掉，器件的结温Tj将超过Tjmax，IGBT可能损坏。IGBT过热的原因可能是驱动波形不好、电流过大或开关频率太高，也可能是散热状况不良。IGBT过热保护是利用温度传感器检测IGBT的散热器温度，当超过允许温度时使主电路停止工作[5]。IGBT温度测量电路如图4所示。
原则上，IGBT在过流时的开关和通态特性与其在额定条件下运行时的特性相比并没有什么不同。但由于较大的电流会引起IGBT内较高的损耗，所以，为了避免超过最大的允许结温，IGBT的过载范围应该受到限制。当电流超过设定值后过载电流保护动作，直到复位才恢复正常工作。IGBT电流测量电路如图5所示。
4.4 温度测量电路
结合注塑机的特点，为了防止整个注塑机料筒里面的原料在加热过程中被烧糊，故系统采用温度闭环控制。K型热电偶因具有线性度好，热电动势较大，灵敏度高，稳定性和均匀性较好，抗氧化性能强，价格便宜等优点，能用于氧化性惰性气氛中，在实际中应用广泛。
系统采用MAX6675芯片和K型热电偶对温度进行检测，把被加热物体的温度反馈给单片机，将温度反馈值与设定值的偏差进行PID调节从而改变PWM脉冲的宽度，进而改变输出电流以使温度维持在设定值附近。系统温度达到设定值后进入保温状态，同时，当温度过高时产生报警。
5.软件设计
系统软件部分主要包括：键盘显示程序(即针对CH452的编程)，PWM发生程序(即对PWM模块编程)，测温程序(即对MAX6675编程)，IGBT电流、温度测试程序(即对AD模块编程)和主函数。
系统流程图如图6所示。
6.实验结果
最后，我们搭建了完整的电路，编程实现了系统功能。为了使结果更加直观，用示波器对驱动板产生的PWM波形进行了观测。当温度由低到高变化时，波形变化如图7所示。
7.结论
本系统采用MSP430系列单片机，型号为MSP430F155，由用户设置加热温度，控制驱动电路输出PWM脉冲，对感应系统进行加热。结合注塑机的特点加入了温度PID调节，并且单片机能处理从IGBT保护电路送来的保护信号，并根据保护信号及时做出响应。系统控制所需的各种功能都由MSP430单片机来实现，这样大幅度地缩小目标系统的体积，减少了外部器件的个数，提高了系统的可靠性。另外，由于各个功能都通过编程来实现，因此，维护和调整比较简单。
系统设计主要从硬件和软件两个方面进行，制作电路板并编程实现其功能，用自绕线圈的铁锅加热水进行测试，实验结果表明该系统能很好的控制加热温度并且节能效果明显，有很高的推广应用价值。
参考文献
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[2]汤才刚,朱洪涛,李莉等.基于PWM的逆变电路分析[J].现代电子技术,2008(1)总第264期:159-163.
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[5]周志敏,周纪海,纪爱华,IGBT和IPM及其应用电路[M].北京:人民邮电出版社,2006.
[6]刘金琨.先进PID控制MATLAB仿真[M].北京:电子工业出版社,2004(第二版.).
篇6
关键词： IGBT；电机车；应用
中图分类号U46 文献标识码A 文章编号 1674-6708（2011）53-0100-02
1工作原理
1.1主回路工作原理
主回路由LC滤波电路,直流电动机M1、M2及其控制快关，续流二极管VD及其RDCD阻容保护，绝缘栅双极三极管IGBT及其串并联吸收网络等组成。LK、VDK、RK、CK为串联吸收网络，用以限制IGBT开通时电流的上升率。VDS、CS、RS为并联吸收网络，用以限制IGBT关断时的电压上升率。S1、S2、S3、R为能耗制动触点和电阻，S4为用于防止能耗制动电流过大和换向制动。原理图如下：
1）准备
将受电弓与架空线搭接，将调速手柄扳至“停止”位、换向手柄扳至所需的运行方向（如“向前”位），合上自动空气开关S，接通主电源。
2）启动
调速手柄顺时针扳至“启动”位，S1、S4闭合，电源经L0、C0滤波后加到主回路上，开关电源工作，给散热风扇和控制回路供电。控制回路开始工作，送出受调制的脉冲电压信号，以驱动IGBT的基线接到一个正15V电压时，IGBT迅速饱和导通，电流由架线经S1-L0-H-S4-M2-C2-1-C2-2-Lk-IGBT-地，电动机工作，机车运行。当IGBT的基极接到一个负5V电压时，IGBT迅速管断，电机经续流二极管VD续流，保证电机连续工作。CD、RD与VD并联，用于降低VD的电流和电压上升率，保护续流二极管VD。
3）调速
调速手柄继续顺时针扳至“调速”位，增大IGBT驱动信号正、负电压的时间间隔（即增大脉宽），而频率（周期）不变，就可增大IGBT导通时间，使电机端电压平均值增大，实现加速；反之，减小脉宽，可实现减速。
4）运行
当调速手柄继续转动达到“全速”位置时，S2闭合，斩波器被短接，电机得到全电压而全速运行。如果S2因故没有闭合，当脉宽增至90%以上时，脉宽调制器送出一个恒定的正的驱动信号，IGBT处于持续导通状态，机车自动转为全速运行。
5）制动
遇到紧急情况需要制动时，将调速手柄逆时针扳至“制动”位，S2断开直流电源，S3闭合串入制动电阻R，并将两电动机磁力绕组与电枢绕组交叉连接，实现能耗制动。
6）换向
在机车停止时，先把调速手柄打到“换向”（“制动”）位置，然后打换向手柄至相反位置（如“向后”位）。电枢与激磁绕组的接头对调，M1由S1-1与C2-1连接，从而实现换向。
1.2控制回路工作原理
控制回路由控制电源、脉宽调制电路、驱动电路、保护电路等组成。
1）控制电源采用开关电源，输出15V和20V两路直流电源。其中15V给控制部分的脉宽调制电路供电，此路电源不悬浮；20V给控制部分的驱动电路及散热风扇供电，这一路是悬浮的，必须与架线电压良好隔离，不能接地。本开关电源只为控制回路而设，不许连接机车上的照明灯和喇叭；
2）脉宽调制电路用于产生脉冲信号，通过调速手柄改变RW的阻值即可改变脉宽。脉宽可在10%~90%的范围内调节，使电机端电压平均值在10%~90%的范围内连续调节；
3）驱动电路用于放大脉冲信号，并驱动IGBT工作；
4）保护电路主要有软启动保护、限流保护、退饱和保护、过电压和欠压保护以及温度保护。（1）软启动保护用于防止启动电流过大损坏电动机。电动机电流由霍尔传感器H进行检测后送给保护电路，去控制脉宽调制电流。若启动时电机电流过大，保护电路控制脉宽调制电路减小脉宽，从而降低电动机的电压和电流。随着机车速度的升高，电流逐渐下降，脉宽才可能逐渐加大。在调速状态，不论调速手柄打得多快，脉宽都将缓慢增加超过规定值，以保证启动平稳、调速均匀，实现软启动；（2）若电动机电流瞬时超过规定值，限流保护电路使脉宽调制器关闭，然后自行软启动。此过程可能重复出现，知道电流达到规定值为止；（3）因特殊原因，如电机短路、续流二极管击穿等，使IGBT电流过大、IGBT工作在饱和状态时，退饱和保护电路将使驱动电路和脉宽调制器迅速关闭，整机停止工作。若遇到这种情况，必须切断电源，查找原因。故障不排除，不可重新启动，以免损坏IGBT管；（4）当架线电压高于规定值或开关电源输出电压偏低时，脉宽调制器将关闭；（5）若风扇损坏及串、并联吸收电路损坏，使IGBT散热器温度高于某一规定值（本机为75℃），温度继电器触点KT断开，切断RW，使脉宽调制电路关闭，整机停止工作。
2 安装、试车与维护
2.1安装
安装前应确认电机车两个电极绝缘良好、运行正常，控制器安装在司机室，主体箱安装在后面原调速电阻的位置，能耗制动电阻可安装在适当位置。按电路图接好各部分之间的连接线。
2.2试车
首先检查开关电源、控制板是否正常；将主回路电动机负载断开（断开续流二极管阳极的电机接线即可），送上架线电源，闭合S1，此时风扇应转动。用万用表测量IGBT基极对发射极间电压Ube，转动调速手柄从启动到全速位置，Ube若在-3V~+13V之间变化，说明驱动输出正常，开关电源正常。在上述正常情况下，将VD阳极与IGBT集电极C断开悬空，IGBT的Ube电压为-5V。调节调速手柄，-5V电压不变，说明控制板退保和保护功能正常。
上述检查均正常后，则可接上电机试车。试验时既可将机车吊起，两个电机一块试，也可断开控制器下面的一个电机接线，两个及机车分别试。观察两电机转向是否正确，若转向不对，可对换电机定子或转子两端的接线位置再试。正确无误后，接好两个电机的接线进行无能耗制动，在确认两个电机运转正常及能耗制动电阻完好的情况下，将某一电机的转子和定子接线位置同时对调后再试。
2.3维护
该装置维护时须先断开电源，把电容C0的电放完后方可进行。每周清理煤尘一次，并作出如下检查：
1）S1~S2和各换向触头是否完好；
2）各紧固件尤其是接线螺钉是否有松动；
3）串、并联吸收电路各元件是否有损坏。其中个别保护元件损坏，机车运行情况无明显变化，不易发现，若继续长时间运行，会最终导致IGBT损坏。所以，一定要注意经常检查。
参考文献
篇7
[关键词]IGBT 占空比 开关励磁 自并激系统 微机励磁调节器
1. 概述
HWKT—09型微机励磁调节器是武汉洪山电工技术研究所研制的新型的由IGBT作为功率输出器件的自并激微机励磁调节器。它的最大特点是结构简单，主控回路只需一块面积为25×20(cm2)的印制电路板，以Intel公司准16位单片机（8098）为核心，加上外围接口芯片组成的控制系统。该装置于2000年12月在我站#1、#5机上成功投运，目前运行良好。
2. IGBT自并激励磁系统的组成及主回路原理
2.1 励磁系统组成及接线方式
自并激励磁系统也就是直接励磁系统或称静态励磁系统。我站的HWKT—09型IGBT自并激励磁系统由励磁变压器、三相不可控整流桥及IGBT功率单元、灭磁单元、控制单元四部分组成。交流励磁电源取自发电机端（也称机端变压器）励磁变压器，励磁变压器的付方输出经三相不可控全波整流桥整流输出的直流电压给发电机励磁绕组励磁，励磁电流的调节经串接于发电机励磁回路的IGBT以直流斩波的方式实现。IGBT如同一只电子开关，在自动励磁调节器 AVR的控制下，连续处于导通或截止状态，以达到调节励磁电流的目的。
我站#1、#5机励磁系统由控制部分和功率部分构成。控制部分由两台HWKT－09型微机励磁调节器及各种信号输入、输出转换控制环节构成一个励磁调节器柜（标准屏）; 功率部分三相不可控全波整流桥加一组IGBT开关控制单元及相应滤波和保护回路构成功率柜（标准屏），此外系统另包括发电机灭磁柜。
因此整个发电机励磁系统由机端励磁变压器、励磁调节器HWKT－09、HKL－02功率柜、HMC－02灭磁柜及其它单元组成。
开关式自并激励磁系统接线方式如图一所示。
2.2 功率单元的组成和原理
IGBT器件结合了双极型晶体管的功率特性和场效应管控制简单的优点，将其应用于励磁领域可使功率部分简化，也消除了SCR晶闸管可控整流方式的一些弊病。使系统的经济性和可靠性得到了提高。
功率单元主要由两部分组成: 整流、滤波装置和功率开关。前者将交流励磁电源变换为直流电源后供功率开关使用，并滤除大的纹波、毛刺和均衡三相电源的负载。后者受控于调节器，调节功率开关的闭合时间即可控制励磁电流的大小。也就是说，调整功率管的导通时间即可对发电机的励磁输入功率进行控制。
2.3 励磁调节器主回路
IGBT励磁系统主回路原理图如图二所示。
把IGBT作为一只电子开关，跨接在发电机励磁绕组两端。VIN为来自励磁变压器的三相交流电压，L1为转子绕组，当1K闭合后，三相交流励磁电源通过D1～D6三相整流及电容C1滤波，得到直流电压UE，当1K闭合IGBT导通时，二极管D7截止，UE通过绕组L1、IGBT使L1中电流增加; 当IGBT截止时，L1中电流减小，产生的感应电压使D7导通，给L1续流。当IGBT导通期间，L1中的电流增加量大于在截止期间电流的减小量时，L1中的平均电流增加，反之L1中的平均电流减小。当增加量等于减小量时，L1中的平均电流不变，达到稳定运行工作状态。
2.4 励磁电压、励磁电流的计算
设三相整流滤波后的直流电压为UE，IGBT导通时间为TON，截止时间为TOFF。导通时，转子两端压降为UE; 截止时，转子电压等于续流二极管D7管压降，忽略为零。如图三所示。
由此可见，我们根据发电机机端电压、转子电流或无功负荷等因素的变化改变KC，亦即改变IGBT驱动方波的占空比，即可改变励磁绕两端的电压，从而达到调节发电机输出电压、无功的目的。
2.5 IGBT的驱动条件及方法
2.5.1 IGBT的输入特性要求其驱动电路满足以下条件:
（1）IGBT导通时提供12V——18V栅极电压;
（2）IGBT截止时提供0V——（-18V）栅极电压（为保证可靠截止，一般为-5V）;
（3）IGBT开关瞬间提供足够大的电容充放电电流;
（4）和控制电路隔离;
（5）完成IGBT过流保护。
2.5.2 驱动方法
到目前为止，IGBT有多种驱动方法，基本上是由混合集成电路组成。日本富士电机公司生产的厚膜集成电路如EXB840/841、EXB850/851是专为IGBT设计的驱动模块，符合上述所有驱动条件，是理想的驱动电路模块。HWKT—09型微机IGBT开关式励磁装置采用了这种专用芯片。驱动模块的原理框图如图四所示。
VCC、VEE为(±20V供电电源，光耦PC1提供控制电路和IGBT的隔离。Dz为5V稳压管，在IGBT截止时提供－5V反向偏压。当15脚到14脚有4mA电流通过时，光耦PC1导通，通过放大器G使输出三极管T1导通、T2截止，VCC通过T1、R8、IGBT的栅极G、射极E，稳压管Dz给IGBT栅极提供+15V正向偏置，IGBT导通; 当15脚到14脚无电流时，PC1不通，T1截止、T2导通，稳压管DZ上+5V电压通过IGBT的射极E、栅极G、R8、T2使IGBT栅极电压为－5V，保证其可靠截止。当IGBT过电流时，VCE增加，通过检测二极管D使过流保护动作，关闭放大器G，起到护作用。
2.6 灭磁及转子过电压保护
该回路由高能氧化锌压敏电阻组件和专用快速直流开关为主组成。灭磁及转子过电压保护原理接线图如图五所示。图中YMR表示氧化锌压敏电阻，它是一种非常优良的非线性元件，其电压与电流关系可用下式描述:
与此相对应的伏安特性如图六所示。可以将伏安特性划分为两个工作区域: I是小电流区，II是大电流区，A称为转折点。
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由于YMR与FLQ是并联连接，当正常工作时，FLQ两端电压较低，YMR工作在小电流I区，流过它的电流较小，仅为数百微安，称为泄露电流。它既不能消耗能量，也不影响被保护对象的工作状况。一旦有过电压发生，氧化锌压敏电阻本身无任何延时，其响应时间大约为100毫秒，因此，它立即过渡到大电流II区工作，使得过电压得到限制并被吸收，保护了发电机转子免受过电压侵袭。
当需要灭磁时，指令快速直流开关FMK分断，它很快切断转子绕组与励磁电源的联系。转子作为一个大电感，使di/dt上升，即励磁绕组两端电压急剧增加，当超过氧化锌压敏电阻件的转折电压时，YMR立即工作在II区而呈现低阻状态，转子电流从FMK转移到压敏电阻上，迅速完成换流过程。转子能量得以通过压敏电阻释放，实现灭磁。在灭磁过程中，YMR两端亦即转子电压几乎为一恒定值。因此，这种灭磁方式接近于理想灭磁状态。从FMK开断到安全建压仅需要数毫秒，而整个灭磁过程经历的时间大约为400毫秒。可见，这种新型的灭磁方式确实具有操作简单，灭磁速度快，开关容量大，过电压保护水平可控等独特优点。
3. IGBT励磁系统控制单元
3.1 硬件控制电路
HWKT－09型微机励磁调节器的控制回路由主控电路、键盘显示电路、测量电路、同步电路、开关量输入电路、调宽脉冲输出电路、信号输出电路、电源等部分组成。
在设计HWKT－09的主控电路时，充分利用该单片机的一些独特之处，使得这样一块小小芯片能充分、合理的控制一套复杂的励磁系统。运行经验表明，它功能完善、性能可靠。现举几例说明HWKT－09如何充分应用单片机所拥有的资源。
四通道10位模数转换器(A/D)，可以十分方便地用于数据采集系统。在装置中，直接采集四路模拟信号: 发电机励磁PT电压UFL、发动机仪表PT电压UFY、发电机定子电流IF及励磁电流IL。
四路高速输入通道HSI.0、HSI.1、HSI.2、HSI.3，可用以记录外部事件。在本装置中，利用HSI.1通道测量同步脉冲信号，利用HSI.0通道测量功率脉冲信号。
六路高速输出通道HSO.0、HSO.1、HSO.2、HSO.3、HSO.4、HSO.5。在本装置中利用这些输出通道输出IGBT器件的触发信号。
WATCHDOG功能，使得系统在故障情况下能够自动恢复正常工作。
数据通讯功能，可根据用户的需要，增加与电厂监控系统的通讯。
另外，该单片机指令系统极其丰富，采用寄存器-寄存器结构，增设了乘、除法指令，使编程简洁方便。另外，CPU能接收17个中断源信号，使中断系统简练适用。一只CPU芯片几乎包含了一台计算机的所有部件。再经过有针对性的设计，使HWKT－09系列微机励磁调节器较国内其它厂家常用的八位Z80CPU、Intel8031以及8086CPU等，在用于实时控制方面，功能更强，性能更优，抗干扰性能更好，可靠性更高。
由于全部采用了进口大规模或超大规模集成电路芯片，及其它工业级器件，可靠性得到保证。由于硬件极其简单，给调试及维护带来极大的方便。另外输入、输出信号经过多重全隔离，采用了高质量的双套开关电源电路，又采取了有效的抗干扰措施以及严格的制造工艺，使得本装置不仅有很高的可靠性，而且性能优良。
3.1.1 主控电路的组成
由单片微机（8098）CPU、程序存储器（EPROM）、工作参数存储器（E2PROM）、石英晶体等组成。
3.1.2 键盘显示电路
该电路由键盘显示控制芯片、8位数码管、数码管译码驱动芯片、16位键盘、键盘译码芯片等组成。通过特殊按钮的开关信息和键盘中断来实现调节器参数设置、显示切换、(10%阶跃试验等功能。
3.1.3 测量电路
发电机电压UFY、系统电压UFL、发电机电流IF、励磁电流IL四路模拟量经降压(或变流)整流，再经运放缓冲放大、送入单片机的A/D转换器。通过对电压、电流相位的检测来计算功率因数角及有功、无功。
3.1.4 同步电路
直流励磁系统中，通过单片机内部电路产生一组同步信号，分别发送到另一套调节器，经过逻辑判断，形成脉宽调制脉冲的同步信号。
3.1.5 开关量输入电路
共有八路开关量输入，均经抗干扰处理及光电隔离，再送到相应的检测芯片。八路开关量分别是: 增加励磁接点、减少励磁接点、风机位置接点、手动接点、油开关位置接点、灭磁接点、关机接点、开机接点。
调节器面板配设相应的按钮，能“就地”、“单套”调节以及模拟发电机的运行状态。
3.1.6 调宽脉冲输出电路
由CPU的高速输出口HSO输出单相脉宽调制矩形波，经光电隔离、功率放大输出，可以直接驱动IGBT功率器件。矩形波上升沿小于5us，幅值约15V， 瞬态输出电流500mA。
3.1.7 信号输出电路
共有14路信号输出，调节器面板上有对应的14只发光二极管指示，共用4个光字牌信号输出，并可接至中央控制室。这14路输出信号分别是: +12V电源、-12V电源、+5V电源、24V电源、风机故障、手动运行、油开关状态、灭磁、低频、过励、低励、PT断线、试验及开机; 其中过励限制、顶值限制、过励保护共用过励指示信号，另还有正组脉冲指示、反组脉冲指示。
当过励保护、PT断线保护动作，调节器输出设备故障信号节点，同时在调节器面板上驱动相应指示信号; 当风机故障（功率单元温度过高）、手动、灭磁、低励限制、过励限制、顶值限制等动作，调节器输出设备异常信号，同时在调节器面板上驱动相应指示信号; 另设正组脉冲、反组脉冲两路信号指示。
3.1.8 电源
电源采用双路输入双路开关电源并联工作方式。输入电源采用交流220V整流后与直流 220V并联，输入到两套独立的开关电源，开关电源的输出并联。
此设计方式充分考虑了设备工作的基础--供电电源的可靠性和冗余度，为整个设备的 正常工作提供坚实的基础。
输入: DC220V±20％; AC220V±10％~20％，
输出: +5V/10A; +12V/2A；-12V/2A; +24V/1A; 24V与其它三路电源电气隔离，用作开关信号输入、输出和脉冲功放电源。
3.2 控制软件主程序原理流程图
控制软件程序包含各功能子模块程序、显示、给定调节、开关量保护判断、采集、功率计算、自动PID、手动PID、低励PID、控制方式选择、手动跟踪自动、自动跟踪手动、PSS、恒无功等、键盘处理子程序、高速输入中断、高速输出中断等。
主程序原理流程图如图七所示。
3.3 励磁调节器基本功能
保持发电机端电压恒定
正负调差率可以选择
发电机恒励磁电流运行
PID及PI控制调节，附加PSS或EOC调节（可选），可变参数自适应调节及非线性最优调节
强励顶值限制
过励反时限限制
低励限制
V/F限制
八位数码管十进制显示多种参量，循环或定点显示
励磁/仪表电压互感器断线检测及保护
全数字调节
电源、硬件、软件故障信号以及其它各种
故障信号输出
与其它自动化仪器仪表及计算机监控系统的通信接口
空载过压保护
零起升压可跟踪系统电压
正常运行时键盘封锁
两套完全独立的并列运行方式
双套电源供电，面板测量及指示
模块化软件结构
全部参数均用十进制数字显示
十六只薄膜键盘在线修改控制参数
完备的硬、软件自诊断功能
开机电压自动置位，关机电压自动清零
状态信号显示
正反组脉冲输出双层隔离，面板测量及指示
掉电数据保护
3.4 励磁控制系统方框图
IGBT开关式自并激微机励磁控制系统方框图如图八所示。
图中A1、A2、A3分别是控制回路、励磁功率回路及发电机的输入输出特性。其中UKZ是控制环节A1的输出，它的大小和占空比KC成正比。为了方便分析，假设:
UKZ = KC
Ugl是功率环节A2的输出（平均值）。我们由图二及分析知: 在IGBT开关励磁中，输入、输出及占空比的关系为:
Ugl=1.35UINKC
由此可知，Ugl及KC是线性关系，因而系统具有很好的线性度和稳定性，降低了控制的复杂性。
4. 结束语
篇8
关键词：垂直轴风力发电：PWM脉宽调制：IGBT开关功率管；ATMEGA16单片机；软开关技术
0 概述
风能作为一种清洁的可再生能源，是新能源开发中重要的项目。风力发电的基本原理是空气流动的动能作用在叶轮上，将动能转换成机械能，从而推动叶轮旋转，通过叶轮旋转带动发电机产生电能。垂直轴风力发电机采用叶轮通过转轴直接连接与发电机转子的连接方式，不需要迎风调节系统，可以接受360度方位中任何方向来风，主轴永远向设计方向转动，提高了风能的利用率，且结构简单、体积小、成本低、并便于维护。然而风力并不稳定，即单位时间内通过叶轮的风量并不恒定，造成叶轮转速变化较大，也就无法保证风力发电机的稳定运行，其输出的电压、频率都有较大变化难以使用。为了使风力发电系统输出的电能能够应用，需要采用一定的控制系统对风力发电机输出电压和频率进行控制。
本设计是针对同轴型直驱式永磁风力发电机(已获专利，专利申请号：200810049517)的电压控制系统。其核心是利用单片机的计算和控制能力对采样数据进行各种计算，从而排除和减少由于骚扰信号和模拟电路引起的误差，大大提高了输出电压的稳定性，降低了对模拟电路的要求。
1 垂直轴风力发电电压控制系统设计
本系统由主电路和控制电路两部分组成，其中主电路包括整流滤波电路、稳压电路、充电电路；控制电路包括Atmega16、检测保护电路、显示电路等。如图1所示：
1.1 主电路设计
主电路的输入端采用二极管搭建的三相桥式不可控整流电路，将发电机输出24V～100V的不稳定交流电转化为不稳定的近似直流电，再经电容滤波获得平滑的直流电；稳压电路将近似直流电通过闭环控制电路转化为稳定的直流电压向蓄电池充电。如图2所示：
(1)BUCK电路
稳压电路是采用绝缘栅双极晶体管IGBT作为开关功率管的降压斩波电路，当IGBT接通时，经电容滤波获得平滑的直流电通过LL平波和CS滤波后向蓄电池充电；当IGBT关断时，LL通过二极管D7续流，保持充电电流连续。
1.2 控制电路设计
垂直轴发电机的电压稳定控制电路如图3所示，由单片机Atmega16、驱动电路、显示屏等组成，完成控制和驱动输出两部分。同时在PWM脉宽调制的过程中采用软开关技术。
(1)Atmega16
Atmega16是ATMEL公司设计研发的高速低功耗8位单片机，其I／O口功能强，具有2路PWM直接输出，可以驱动开关管，8路10位高速A／D转换功能，能够采样得到蓄电池充电数据进行实时分析，从而精确控制充电电压，且
使用方便快捷。
在本系统中，Atmega16主要用于产生一定脉宽的PWM波，作为IGBT驱动电路的输入信号，根据基准电压与检测到稳压电路的输出反馈电压的比较，调整脉宽。改变占空比，控制发电机输出电压，并对充电电压进行实时监控；同时，风轮转速和充电电压等模拟信号经单片机内部A／D转换为数字信号，再经单片机处理后由显示屏以数字方式显示。
(2)驱动电路
本设计中采用惠普公司的成品驱动模块HCPL316J来驱动IGBT，可以大大提高设备的可靠性。该芯片为光耦隔离，COMS／TTL电平兼容，过流软关断，最大开关速度为500ns，工作电压15V～30V，欠压保护，可以驱动150A／1200V的IGBT。
驱动电路如图4所示，由单片机产生的PWM波信号加在HCPL316J的第1脚，输入部分需要1个5V电源，RESET脚低电平有效，故障信号输出由HCPL316J的第6脚送至单片机的PD0口关闭PWM波信号，在发生过流情况时及时关闭PWM输出。输出部分采用+15V和-5V双电源供电，用于产生正负脉冲输出，HCPL316J的14脚为过流检测端，通过二极管VD检测IGBT集电极电压，在IGBT导通时，如果集电极电压超过7V，则认为是发生了过流现象，HCPL316J慢速关断IGBT，同时由第6脚送出过流信号。
(3)软开关技术
软开关技术是在脉冲调制电路中，加入L、C谐振电路，使开关器件中的电流或电压按正弦或准正弦规律变化。当电流过零时，使器件关断，当电压过零时，使器件开通，实现开关的近似零损耗。同时，有助于提高频率，提高开关的容量，减小噪声。
本设计中增加了带有辅助开关控制的零电流开关变换，如图5所示。当S1、S2导通时，在LR的作用下，S1零电流导通，ILR=I0o当S1、S2导通一关断时，CR开始产生电压，D7在零电流下自然关断；之后，LR与CR开始谐振，经过半个谐振周期，ILR再次谐振到I0，UCR上升到最大值，而ICR为零，S2关断，UCR和ILR将被保持。当S1导通、S2关断时，Uin正常向负载I0供电。当S1导通一关断、S2导通时，在LR作用下，S2电流为0，谐振再次开始，当1LR反向谐振到0时，S1完成
关断。当S1关断、S2导通时，UCR在I0作用下，衰减到0。当S1关断、S2导通一关断时，D7自然导通开始续流。由于D7的短路作用，S2可在此后至下一周期到来前完成关断。S1、S2均由单片机进行控制，其中S1在前四个阶段均导通，恢复及续流时关断，S2的作用主要是隔断谐振产生保持阶段。S1、S2的有效控制产生了PWM的效果，并利用谐振实现了自身的软开关。
2 系统软件设计
系统软件的设计是实现垂直轴风力发电电压控制系统正常运行的主要条件，采用模块化设计增强了程序的可移植性。整个软件系统主要分为四大模块组成：初始化模块、数据采集与处理模块、中断模块、显示模块。
系统的主程序设计主要实现的是各模块程序的链接，如图6所示。系统上电后，首先进入初始化模块，对单片机内部的AD、中断、显示等各参数进行初始化；接下来进入数据采集与处理模块，单片机通过传感器和充电电路的采样电阻分别循环采样垂直轴发电机的风轮转速和充电电压，然后将采样值经AD转化处理后进入显示模块，将采样值显示在液晶屏上；同时在中断模块中，将系统输出反馈电压与预先设置的基准电压按一定比例进行比较，调整脉宽，改变占空比，控制发电机输出电压。
系统软件设计重点是中断模块。在程序中将单片机的PD4口设置为输出PWM波，同时设置基准电压U0和输出的PWM波频率。单片机将系统输出反馈电压U和U0进行比较；当U与U0不相等时，程序产生中断，单片机根据q=U*q0／U0计算出所需要的占空比，从而改变PD4口输出的高低电平的持续时间，产生PWM驱动信号，控制IGBT的通断时间，调整充电电压。
篇9
1 概述
机车常年运行于铁路线上，为了改善机车司机的工作环境，铁路部门正逐步在机车上配备空调系统。早期安装的一般都是三相定频空调系统。内燃机车上的电源是由一台三相380V发电机产生的，由于容量的限制和空调器频繁起停的冲击，严重影响了发电机其它负载的正常工作。为此铁路部门规定安装空调器必须解决冲击问题，实现软起动。目前大多数厂家采用通用变频器进行软起动，虽然解决了冲击的问题，但采用通用变频器仅仅为实现空调的软起动显然非常“浪费”，而通用变频器又不能满足变频空调的特殊要求，所以开发机车空调专用变频调速系统非常有意义，既可实现软起动，又可通过变频空调实现温度调节，达到节能的目的。
目前，变频压缩机一般由三相200V左右异步电动机拖动，工作频率范围是0～120Hz。对此适用的逆变器通常是DC300V的电压级别。内燃机车上的一台直流发电机能够提供DC110V的电源，因此必须使用升压装置，使DC110V电压经升压变换为DC300V，然后再经逆变器变换成满足要求的交流电压。机车变频空调控制器的基本结构如图1所示。
本文主要讨论机车空调用DC/DC变换器的设计与实现。首先选择了易于实现的变换器结构，然后设计电路，最后给出了满足设计要求的实验结果。
2 DC/DC变换器主电路结构选择及设计
2.1 主电路结构选择
对于DC/DC升压变换器，可以采用的结构形式很多。通常在1kW以上选用带变压器隔离的全桥DC/DC变换电路，但这种变换电路需要4个功率开关器件，使得系统结构复杂，同时在电路设计中必须考虑克服隔离变压器的直流偏磁问题，这无疑增加了控制的难度。由于机车变频空调控制器的恶劣工作环境，希望电路结构尽可能简单，通过分析和试验，认为采用Boost拓扑结构是一种较好的实现方案。该结构只需要一只开关器件和一只升压用二极管以及升压电感，其控制电路也比较简单。当然该结构在功率较大时要求开关管的容量较大[1]，这是一般大功率DC/DC变换器不选择这种拓扑结构的原因。考虑到本系统的实际情况以及目前器件的水平，选用Boost拓扑结构还是可行的，其原理如图2所示。
机车空调的功率为5kW。根据机车空调的要求，DC/DC变换电路需要将DC110V变换成为DC300V。变换器主电路为典型的Boost结构，控制电路由通用PWM控制芯片SG3524实现。控制电路输出的PWM信号经HCPL316J隔离放大去驱动IGBT。HCPL316J是IGBT专用驱动电路，通过检测IGBT的饱和压降实现过流保护。与一般带过流保护的IGBT专用驱动电路相比，具有电路结构简单、价格便宜的优点。Boost电路在电流连续及断续情况下电感中电流及IGBT两端电压波形如图3所示。
2.2 主电路参数计算
2.2.1 工作频率的选择
通常小功率开关电源工作频率高达几十kHz甚至几百kHz。但在本电路中，由于功率较大，导通时开关管中流过的电流很大，开关损耗非常大，所以开关管不宜工作在很高的频率。考虑实际情况，选择开关频率为15kHz。
2.2.2 电感量的计算
已知压缩机负载功率为5kW，Boost电路的输出电压Vo=300V，这样Boost变换器的等效负载电阻RL=18Ω，等效输出负载电流Io=17A。
在大功率场合，一般希望工作在电感电流连续状态。由图3（a），根据电感两端电压在一周期内伏秒平衡的原则，可得
Viton－(Vo－Vi)(T－ton)=0 （1）
由式（1）可得
Vo/Vi=1/(1-D) （2）
电感中电流纹波为
ΔI=（Vi/L）ton=(Vi/L)DT （3）
忽略变换器损耗，变换器输入功率等于输出功率，即
ViIL(AV)=VoIo （4）
式中：IL(AV)为电感电流的平均值。
由式（4）得
IL(AV)=(Vo/Vi)Io=(1/I-D)Io （5）
为保证电流连续，电感电流应满足式（6）。
IL(AV)≥ΔI/2 （6）
考虑到式（3）及式（6），可得到满足电流连续情况下的电感值为
应在所有占空比情况下满足式(7)，同时考虑在10％额定负载以上电流连续的情况。10％负载相当于RL=180Ω，当D=时得到满足电流连续时的电感值为
=0.89mH，实际电路中取L=1.1mH。
2.2.3 输出滤波电容容量的计算
为满足输出纹波电压相对值的要求,滤波电容由式（8）决定[1]。
C≥(VoDT/ΔVoRL) (8)
根据设计要求，在输入电压为55V时，输出电压仍应为300V。这样，最大占空比Dmax===0.82，考虑在最大占空比及满载情况，并取电压纹波系数为2％，开关频率15kHz，负载电阻为18Ω，可求得C=160μF，实际电路中取C=220μF。
2.2.4 功率开关器件IGBT的选择
IGBT中流过的电流峰值即为流过电感电流的峰值，即
IS(M)=IL(M)=IL(AV)＋1/2ΔIL （9）
式中：IL（M）及IS（M）分别为电感电流峰值及流过
IGBT电流峰值。
将式（3）代入式（9），在满负载情况下，可得
IS(M)=150A，再考虑二倍的安全裕量；在开关管关断时其两端电压为输入电压，即300V，同样也考虑二倍的安全裕量，于是选择600V/300A的IGBT。
3 PWM控制及IGBT驱动电路
3.1 PWM控制电路[2]
PWM控制采用SG3524控制器，其原理框图如图4所示。
直流电源Vs从脚15送到基准电压稳压器的输入端，产生稳定的＋5V基准电压，再送到内部及外部其他电路作为电源。脚7须外接电容CT，脚6须外接电阻RT，这样在脚7产生锯齿波。选择不同的CT与RT，即可产生不同的振荡频率。振荡器的输出分为两路：一路以时钟脉冲形式送至双稳态触发器及两个或非门；另一路以锯齿波形式（脚7）送至比较器的同相端。比较器的反向端连向误差放大器。误差放大器实际是差分放大器，其一个输入端与经过分压的输出电压相连，起到反馈作用。VREF通过电阻分压作为给定信号连接该放大器的另一端，脚9是补偿端。误差放大器的输出与锯齿波相比较，比较器的输出为随误差放大器输出电压大小而改变宽度的脉冲信号，再将该脉冲信号送到或非门的输入端，或非门的另两个输入端分别为触发器及振荡器的输出信号，最后送出两路互差180°的脉冲波。SG3524具有外部关断功能，当外部故障时，通过脚10封锁SG3524的PWM输出，起到保护作用。
图5
在本方案中，将脚12、脚11分别与脚13、脚14并联，将总的输出脉冲展宽，使原来两路占空比为0～50％脉冲展宽为占空比为0～100％的一路脉冲。在实际使用中，为防止由于脉冲过宽而引起的主电路过流，在脚9加了限幅电路。
3.2 IGBT驱动电路[3]
由于所选IGBT功率较大，所以SG3524输出的脉冲信号须经过隔离放大电路才能驱动IGBT。考虑到可靠性及经济性，所以选择了HCPL316J作为该驱动电路。HCPL316J除具有隔离及驱动功能外，还具有过流保护功能。通过测量IGBT两端的饱和压降实现过流保护，在过流发生时HCPL316J一方面封锁IGBT驱动信号，同时送出故障信号。在本方案中，HCPL316J输出的故障信号连接到SG3524的SHUTDOWN端，以便更有效地实现保护。HCPL316J的原理框图如图5所示。
图6
4 实验结果
按照上述设计，在实验室组成了机车用DC/DC变换器，并进行了一系列实验。图6为实验波形。
在负载较轻时，由于分布电容的影响，开关管两端电压会发生振荡现象。在满负载情况下，将直流输入电压从55V到165V进行变化，DC/DC变换器的输出电压都能够稳定在300V，具有很好的调节能力。但是，由于电路自身的结构，输入电压愈低，开关管及Boost电感中流过的电流将愈大，所以要考虑开关管及电感的散热问题。
篇10
【关键词】DTC控制技术 电铲车 应用
目前，工业发达国家已广泛应用交流变频调速于钢铁、有色冶金、石油、化工、纺织、电力、机械、轻工和造纸等行业传动领域。在露天开采设备，如拉铲和单斗挖掘机等设备上使用交流变频调速技术，除了其具有卓越的调速性能外，还有非常显著的节电效果，是矿山设备技术改造和产品更新换代的理想设备。本文主要论述了新型的交流变频技术在电力挖掘机（ 电铲） 中的应用。
1 DTC 技术的原理
DTC 直接转矩控制是继矢量变换控制后，在交流调速领域中出现的一种新型调速技术，在逆变器的开关状态最佳状态时产生PWM 信号，以获得高动态的转矩性能。电源输出电压反馈值Uf与基准电压值Ug比较。放大后得到误差电压Ue。该误差电压经过与锯齿波发生器产生的锯齿波信号电压进行比较，从而产生了占空比变化的矩形波驱动波形。直接转矩控制不需要矢量控制中的解耦和复杂的矢量坐标变换，而是将转子磁通定向更换为定子磁通定向，通过实时检测电机定子电压和电流，计算转矩和磁链的幅值，并分别与转矩和磁链的给定值比较所得差值来控制定子磁链的幅值以及该矢量相对于转子磁链的夹角，由转矩和磁链调节器直接输出所需的空间电压矢量，从而达磁链和转矩直接控制的目的。直接转矩控制结构简单，受电机参数变化影响小，能够获得极佳的动态性能。
2 系统硬件
直接转矩控制硬件系统输入电压为三相交流电，经过交―直―交整流逆变后，变为频率可变的三相电。逆变器由6 个IGBT 桥电路组成，其中每个IGBT 都采用RC 阻容缓冲吸收脉冲尖波。直流母线上并联的耗能电阻和IGBT 构成了泵升抑制电路，电路将检测整流后母线电压并与电压限幅值相比较，在泵生电路中产生用于控制IBGT 导通和关断的控制信号，以保护整个系统强电电路的安全。弱电电路包括：模拟量检测模块、保护模块、通信模块、IGBT 驱动模块、D/A 输出模块、测速模块等。系统电路供电均有单独辅导电源开关提供，供电稳定、强弱电分离、抗干扰能力强。
3 软件部分
图1 所示为系统主程序流程图，主流程图说明了整个系统流程的运行架构，包括PLC 初始化、运行环境定义、A/D 转换等功能。其中，封锁驱动输出命令是保证在系统初始化时防止IGBT 的误动作而进行的PWM 通道关闭处理；PLC 初始化是对程序中所用到的各种参数进行必要的初始恢复设定，包括寄存器、常量、变量、A/D模块、符号扩展等状态位的定义等；A/D 转换是对电压、电流的实时检测；PWM 波形生成是指PWM 模块根据A/D 转换结果结合最优开关表生成IGBT 开关状态信号；故障检测是对内外部故障中断的检测与判断，并根据检测结果将程序转至相应的中断服务子程序。
图1 系统主程序流程 图2 系统驱动信号生成流程图
图2 所示为系统驱动信号生成流程图，程序分为2 个部分：首先是对电机三相定子电流和定子电压进行检测，实时检测的对比数据结果经过A/D 转换模块进行转换；对A/D 转换结果进行坐标变换，将电流、电压分量经过各种算法生成电压矢量进行准确的IGBT 驱动。软件部分的软件控制任务主要完成以下几方面的内容：
（1）对异步电机定子电压和电流进行实时数据采样，完成A/D 转换。（2）根据检测到的模拟量，通过估计算法完成磁链的观测和速度估算。（3）根据直接转矩控制理论，通过最优开关表确定逆变器6 个IGBT 模块的开关状态并生成PWM脉冲。（4）检测并判别系统故障，及时做出中断处理。
4 结语
本套控制系统采用交流变频电动机，从根本上解决了电气传动系统对挖掘机运行可靠性的影响，大大提高了设备的完好率及生产效率，并降低维护工作量和维修费用。该系统已经投运到国内一些大型的露天矿厂，从实际运用看系统动态响应快、定位准确且运行稳定，能够满足电铲工况要求。
参考文献：
[1] 李亚武，王挺.电铲控制技术的创新[J].中国科技信息，2011（22）.