boost电路范文

导语：如何才能写好一篇boost电路，这就需要搜集整理更多的资料和文献，欢迎阅读由公务员之家整理的十篇范文，供你借鉴。

篇1

引言

轻小化是目前电源产品追求的目标。而提高开关频率可以减小电感、电容等元件的体积。但是，开关频率提高的瓶颈是器件的开关损耗，于是软开关技术就应运而生。一般，要实现比较理想的软开关效果，都需要有一个或一个以上的辅助开关为主开关创造软开关的条件，同时希望辅助开关本身也能实现软开关。

boost电路作为一种最基本的DC/DC拓扑而广泛应用于各种电源产品中。由于Boost电路只包含一个开关，所以，要实现软开关往往要附加很多有源或无源的额外电路，增加了变换器的成本，降低了变换器的可靠性。

Boost电路除了有一个开关管外还有一个二极管。在较低压输出的场合，本身就希望用一个MOSFET来替换二极管（同步整流），从而获得比较高的效率。如果能利用这个同步开关作为主开关的辅助管，来创造软开关条件，同时本身又能实现软开关，那将是一个比较好的方案。

本文提出了一种Boost电路实现软开关的方法。该方案适用于输出电压较低的场合。

1 工作原理

图1所示的是具有两个开关管的同步Boost电路。其两个开关互补导通，中间有一定的死区防止共态导通，如图2所示。通常设计中电感上的电流为一个方向，如图2第5个波形所示。考虑到开关的结电容以及死区时间，一个周期可以分为5个阶段，各个阶段的等效电路如图3所示。下面简单描述了电感电流不改变方向的同步Boost电路的工作原理。在这种设计下，S2可以实现软开关，但是S1只能工作在硬开关状态。

1）阶段1〔t0～t1〕该阶段，S1导通，L上承受输入电压，L上的电流线性增加。在t1时刻，S1关断，该阶段结束。

2）阶段2〔t1～t2〕S1关断后，电感电流对S1的结电容进行充电，使S2的结电容进行放电，S2的漏源电压可以近似认为线性下降，直到下降到零，该阶段结束。

    3）阶段3〔t2～t3〕当S2的漏源电压下降到零之后，S2的寄生二极管就导通，将S2的漏源电压箝在零电压状态，也就是为S2的零电压导通创造了条件。

4）阶段4〔t3～t4〕S2的门极变为高电平，S2零电压开通。电感L上的电流又流过S2。L上承受输出电压和输入电压之差，电流线性减小，直到S2关断，该阶段结束。

5）阶段5〔t4～t5〕此时电感L上的电流方向仍然为正，所以该电流只能转移到S2的寄生二极管上，而无法对S1的结电容进行放电。因此，S1是工作在硬开关状态的。

接着S1导通，进入下一个周期。从以上的分析可以看到，S2实现了软开关，但是S1并没有实现软开关。其原因是S2关断后，电感上的电流方向是正的，无法使S1的结电容进行放电。但是，如果将L设计得足够小，让电感电流在S2关断时为负的，如图4所示，就可以对S1的结电容进行放电而实现S1的软开关了。

    在这种情况下，一个周期可以分为6个阶段，各个阶段的等效电路如图5所示。其工作原理描述如下。

1）阶段1〔t0～t1〕该阶段，S1导通，L上承受输入电压，L上的电流正向线性增加，从负值变为正值。在t1时刻，S1关断，该阶段结束。

2）阶段2〔t1～t2〕S1关断后，电感电流为正，对S1的结电容进行充电，使S2的结电容放电，S2的漏源电压可以近似认为线性下降。直到S2的漏源电压下降到零，该阶段结束。

3）阶段3〔t2～t3〕当S2的漏源电压下降到零之后，S2的寄生二极管就导通，将S2的漏源电压箝在零电压状态，也就是为S2的零电压导通创造了条件。

4）阶段4〔t3～t4〕S2的门极变为高电平，S2零电压开通。电感L上的电流又流过S2。L上承受输出电压和输入电压之差，电流线性?小，直到变为负值，然后S2关断，该阶段结束。

5）阶段5〔t4～t5〕此时电感L上的电流方向为负，正好可以使S1的结电容进行放电，对S2的结电容进行充电。S1的漏源电压可以近似认为线性下降。直到S1的漏源电压下降到零，该阶段结束。

6）阶段6〔t5～t6〕当S1的漏源电压下降到零之后，S1的寄生二极管就导通，将S1的漏源电压箝在零电压状态，也就是为S1的零电压导通创造了条件。

接着S1在零电压条件下导通，进入下一个周期。可以看到，在这种方案下，两个开关S1和S2都可以实现软开关。

2 软开关的参数设计

以上用同步整流加电感电流反向的办法来实现Boost电路的软开关，其中两个开关实现软开关的难易程度并不相同。电感电流的峰峰值可以表示为

ΔI=(VinDT)/L   （1）

式中：D为占空比；

T为开关周期。

所以，电感上电流的最大值和最小值可以表示为

Imax=ΔI/2＋Io   （2）

Imin=ΔI/2－Io   （3）

式中：Io为输出电流。

将式（1）代入式（2）和式（3）可得

Imax=(VinDT)/2L＋Io   （4）

Imin=(VinDT)/2L－Io   （5）

从上面的原理分析中可以看到S1的软开关条件是由Imin对S2的结电容充电，使S1的结电容放电实现的；而S2的软开关条件是由Imax对S1的结电容充电，使S2的结电容放电实现的。另外，通常满载情况下|Imax|?|Imin|。所以，S1和S2的软开关实现难易程度也不同，S1要比S2难得多。这里将S1称为弱管，S2称为强管。

强管S2的软开关极限条件为L和S1的结电容C1和S2的结电容C2谐振，能让C2上电压谐振到零的条件，可表示为式（6）。

将式（4）代入式（6）可得

实际上，式（7）非常容易满足，而死区时间也不可能非常大，因此，可以近似认为在死区时间内电感L上的电流保持不变，即为一个恒流源在对S2的结电容充电，使S1的结电容放电。在这种情况下的ZVS条件称为宽裕条件，表达式为式（8）。

(C2＋C1)Vo≤（VinDT/2L+Io）tdead2   （8）

式中：tdead2为S2开通前的死区时间。

同理，弱管S1的软开关宽裕条件为

(C1＋C2)Vo≤(VinDT/2L-Io)tdead1   （9）

式中：tdead1为S1开通前的死区时间。

在实际电路的设计中，强管的软开关条件非常容易实现，所以，关键是设计弱管的软开关条件。首先确定可以承受的最大死区时间，然后根据式(9)推算出电感量L。因为，在能实现软开关的前提下，L不宜太小，以免造成开关管上过大的电流有效值，从而使得开关的导通损耗过大。

3 实验结果

一个开关频率为200kHz，功率为100W的电感电流反向的同步Boost变换器进一步验证了上述软开关实现方法的正确性。

该变换器的规格和主要参数如下：

输入电压Vin24V

输出电压Vo40V

输出电流Io0～2.5A

工作频率f200kHz

主开关S1及S2IRFZ44

电感L4.5μH

图6(a)，图6（b）及图6(c)是满载（2.5A）时的实验波形。从图6(a)可以看到电感L上的电流在DT或(1－D)T时段里都会反向，也就是创造了S1软开关的条件。从图6(b)及图6(c)可以看到两个开关S1和S2都实现了ZVS。但是从电压vds的下降斜率来看S1比S2的ZVS条件要差，这就是强管和弱管的差异。

图7给出了该变换器在不同负载电流下的转换效率。最高效率达到了97.1％，满载效率为96.9％。

篇2

关键词：功率因数校正；无桥Boost PFC变换器；单周期控制

中图分类号：TP391文献标识码：A文章编号：1009-3044(2012)11-2637-04

Research of Bridgeless Boost PFC Converters Based on one Cycle Control

DENG Quan-dao

（Jingling Institute of Technology, Nanjing 211169, China）

Abstract: This paper has a detailed analysis of merits and faults and suitable occasion between the two types of Boost PFC, analyses the per? formance between the traditional PFC boost rectifier and a representative BLPFC boost rectifier. We choose One Cycle Control(OCC) technique as the control scheme. The experiment result shows that the scheme has higher efficiency.

Key words：PFC; Bridgeless Boost PFC; One Cycle Control

随着行业对电能质量要求越来越规范，严格，功率因数校正技术已成为电力电子行业的热点。在实际应用中，通常需要AC/DC变换器系统，但传统的AC/DC变换器多数是由无源元件构成的，相对于输入电压，其输入电流具有较大的谐波失真，从而导致了功率因数较低，一般在0.6～0.7[1]左右。畸变的电流将会对电网造成了污染，主要体现在两方面：一、电流流过线路产生的压降会使电网电压发生畸变；二、畸变的电流对电网中的用电设备将产生不良影响，例如仪器仪表的误测量、保护装置的误动作、线路和变压器过热等[2]。

1无桥Boost PFC电路概述

通常，我们选择CCM模式下Boost拓扑作为功率因数校正电路，如图1（a），因其具有结构简单且和较小的EMI滤波器的特点。但此拓扑结构的电路存在局限性，当电路工作在低压大电流的状态时，会产生较高开关和导通损耗，效率不高，为了解决整机效率低，损耗大的问题，很多种新的拓扑被提出，在这些拓扑中，无桥Boost PFC因结构简单、可靠性好而受到广泛的关注。

图1（b）是经传统Boost PFC电路拓扑变化后形成的全桥Boost变换器，由于没有整流桥的导通损耗，因此其效率较高，且能量能双向流动；但这种电路拓扑使用的开关管数量多从而造成高成本，并且此拓扑的控制也比较复杂。

如表1所示，DBPFC电路使用的功率器件是三种电路中最少的，与传统Boost PFC电路相比，在DBPFC电路中，使用了一个续流MOSFET代替传统Boost PFC电路中的两个整流二极管，所以，DBPFC电路在效率上的提升体现在其续流MOSFET与传统Boost PFC电路整流桥损耗之差；2nd DBPFC电路也因少一个普通二极管的损耗而比传统Boost PFC电路在效率上有所提升。

图2为三类器件和三种电路在输入线电压为90V时的损耗图[2]。计算数据基于以下器件：普通二极管DSP08-8A，开关管SPW20N60S5，整流桥KBPC5010。由图2（a）可见，在输入电压不变的情况下，随着输出功率的不断增大，续流MOSFET的损耗相对于整流二极管的损耗逐渐变小，相对于传统Boost PFC电路，DBPFC和2nd DBPFC在效率方面的提升也越来越明显,如图2（b）。另外，由于DBPFC电路中部分反向电流会流经MOSFET，实际工作的损耗比上述分析的还要低。[3]

2 OCC在无桥Boost PFC中的应用特点

单周期控制技术具有调制和控制的双重性，是一种不需要乘法器的控制方案，其突出的优点是无论稳态还是暂态，都能使受控量的平均值正比于参考信号；同时，其还具有开关频率恒定、动态响应快及易于实现等优点。

传统的无桥Boost PFC控制需要解决两个问题：一、要对电感电流进行检测，而电流的方向是不断变化；二、对控制芯片所需的输入正弦半波线电压进行采样。这样就使其控制方案变的很复杂，而单周期控制技术（One-Cycle Control, OCC）则无需对控制芯片所需的输入正弦半波线电压进行采样，能较好的解决无桥Boost PFC的控制问题。

3 OCC控制无桥Boost PFC电路的原理与实现

其控制方程描述为：Vm

利用下降沿调制方法，构造出OCC控制方程如下：

4 OCC控制DBPFC稳定性分析

单周期控制技术属于非线性控制，对其稳定性的分析是非常必要的，下面我们对OCC控制的DBPFC的稳定性进行分析。下降沿调制模式下，其控制方程如下：

5 Saber实验仿真波形分析

按以上的方案设计一台300W DBPFC变换器，建立仿真电路模型，系统的仿真波形如图5。图5（a）为OCC控制DBPFC的驱动和比较器输入波形，与理论分析一致。图5（b）为输入电压和输入电流的波形，从波形中可以看出，输入电流很好的跟踪输入电压，实现了PFC功能。

变换器参数如下：输入电压90V~260V，输出电压为380V，开关频率100kHz，输入分立电感取L1=L2=420μF，输出滤波电容取

330μF。

6结束语

该文对传统PFC技术与DBPFC在效率上进行了比较，显示DBPFC具有高效率；通过理论分析及实验验证充分证明了OCC控制DBPFC具有良好的性能。

参考文献：

[1]丁道宏.电力电子技术[M].北京:航空工业出版社,2002.

篇3

（1.中国船舶重工集团公司第七四研究所，上海200031；2.国电南瑞科技股份有限公司，江苏南京211106）

摘要：针对光伏发电系统中的两级式并网逆变器，采用了一种新型的分时复合控制策略。首先详细分析了分时复合控制策略的基本工作原理，该方法可以使得前后两级电路交替进行高频开关工作，从而有利于减小损耗；在此基础上，对分时复合控制策略下的入网电流控制环路进行小信号建模，并给出了相应的控制环路参数设计，以保证具有良好的稳态和动态性能；最后搭建了一台1 kW实验样机并进行实验验证。实验结果表明所采用分时复合控制策略的可行性和有效性。

关键词 ：两级式；并网逆变器；分时复合控制；电流控制

中图分类号：TN710?34 文献标识码：A 文章编号：1004?373X（2015）15?0112?05

收稿日期：2015?03?12

0 引言

近年来，环境污染和能源短缺问题日益严重，可再生清洁能源的开发与利用得到越来越多的关注，太阳能由于其分布广泛、方便直接利用等特点得到广泛应用[1]。根据光伏发电系统与电网的关系，光伏发电系统可分为离网型和并网型两类[2]。在并网型光伏发电系统中，并网逆变器作为能量变换的核心部分，对于入网电流质量、变换效率、系统成本以及安全性能等方面都具有重要的影响。在中、小功率等级系统中，两级式并网逆变器以其拓扑简单、效率高及造价低等优势而被广泛应用[3]。

就两级式并网逆变器的控制而言，目前常见的控制策略主要有传统型控制[4]和新型PCS（Power Conditioning System）控制[5]等。文献[4]详述了传统型控制策略，其中前级实现最大功率点跟踪（Maximum Power Point Tracking，MPPT），后级实现并网电流控制。该控制方案通过母线电容实现前后两级的控制解耦[5]，但较大的母线电容会增加系统的体积和重量。文献[6]提出了一种新型PCS控制策略，该控制策略通过后级实现MPPT，不需要采样光伏阵列的输出电压和电流，可以简化采样电路，但其控制系统较为复杂。文献[7]针对两级式并网逆变器提出了一种分时复合的控制策略，即在任意时刻，系统中开关管仅只有一部分进行高频开关工作，另一部分处于工频开关或者不工作的状态。这种控制方法可以在一定程度上减小开关器件的损耗，有利于提高系统的整体效率。

为了实现光伏并网逆变系统高效运行，本文采用新型分时复合控制策略。文中详细分析了分时复合控制策略的工作原理，并对该控制策略下的入网电流控制环路进行了详细的建模分析与环路设计，最后通过一台1 kW 原理样机进行实验验证。实验结果表明，采用分时复合控制策略可以有效地实现并网电流的控制并提高并网逆变系统的效率。

1 分时复合控制策略原理

1.1 系统结构

图1所示为分时复合控制并网逆变器拓扑结构图，其由前级Boost斩波电路和后级全桥逆变电路两部分构成。其中：Lb，Qc 和Dc 构成Boost电路；Q1~Q4 构成全桥逆变电路；Cdc 为中间母线电容；Lf 为并网滤波电感；Db为旁路二极管。

1.2 分时复合控制工作原理

根据输入直流电压Vin与网侧电压绝对值| vAC |之间的关系，系统可以工作在“Boost”和“Buck”两种模式。当Vin < | vAC |时，系统工作在“Boost”模式，输入电压先经前级Boost电路斩波得到母线电压；当Vin < | vAC |时，系统工作在“Buck”模式，此时前级Boost电路被Db 旁路，光伏阵列功率直接经过Db 向后级传输。图2给出了两种工作模式下各功率管的门极驱动波形[8?9]及对应网侧电压波形。

（1）“Buck”工作模式

当Vin> | vAC |时，系统工作在“Buck”模式，前级Boost电路被Db 旁路，光伏阵列功率直接经过Db 向后级传输。同时，后级全桥逆变电路采用单极性SPWM调制方式，调制出图2中AB 和CD 两段并网电流波形，其中功率管Q1（Q3）工作在工频开关状态、Q2（Q4）工作在高频开关状态，具体而言，即在电网电压vAC 的正半周，功率管Q1 保持导通、Q2（Q3）保持关断、Q4 高频开关；相反地，在电网电压vAC的负半周，功率管Q3保持导通、Q1（Q4）保持关断、Q2高频开关。与传统控制方法相比，在此阶段内前级Boost电路的开关和导通损耗均不复存在，前级电路仅有旁路二极管Db 的导通损耗，从而有利于系统效率的提高。

（2）“Boost”工作模式

当Vin< | vAC |时，系统工作在“Boost”模式，前级Boost电路中功率管Qc工作在高频开关状态，并调制产生图2中BC 段的并网电流波形；同时，后级全桥逆变电路中功率管Q1~Q4均工作在工频开关状态。具体而言，即在电网电压vAC的正半周，功率管Q1（Q4）保持导通、Q2（Q3）保持关断；相反地，在电网电压vAC 的负半周，功率管Q2（Q3）保持导通、Q1（Q4）保持关断。因此，在“Boost”工作模式下，仅有Qc在高频开关，从而可以极大地降低整个系统的开关损耗、提高系统效率。

由上述分析可知，相较于传统控制方法而言，本文所采用的分时复合控制方法，可以使得前后两级电路交替进行高频工作，从而有利于减小开关损耗；同时，在“Boost”模式下前级电路的输出电压为部分正弦波，即不需要很大容量的母线电容来保证母线电压的恒定，因此可以采用体积较小的薄膜电容代替电解电容。

2 分时复合控制策略下的并网电流控制

2.1 “Buck”工作模式环路分析与设计

在“Buck”工作模式下，不考虑Db 时，图1所示系统在一个开关周期内的等效电路如图3所示，其中后级逆变电路采用单极性SPWM调制。

根据图3所示等效电路，采用状态空间平面法列写其状态方程，同时利用拉普拉斯变换，可以得到d(s) 到iLf(s) 的传递函数：

求解式（1）中分子对应的方程可以得到两个实部为正数的根，即存在两个右半平面零点，此时系统为非最小相位系统。

若考虑Db，则系统在一个开关周期内的等效电路如图4所示，同样列写状态平均方程，可以得到此时d(s) 到iLf(s) 的传递函数为：

由式（2）可知，此时系统为一阶系统。因此，在“Buck”工作模式下，跨接的旁路二极管不仅可以减小损耗，还可以显著简化系统补偿环节的设计。

图5给出了“Buck”工作模式下的电流环控制框图。其中：Gbuckc (s) 为电流环补偿环节；GPWM = 1 Vm 为PWM环节传递函数；Gbuck (s) 为式（2）所示的系统传递函数。同时，考虑到信号采样存在且SPWM 调制存在滞后，故需要增加相应的惯性环节。

按照典型I型系统设计补偿环节，取Tli = Lf R2，则可抵消传递函数的极点，增大系统相位裕度、提高系统稳定性。由此可得系统的开环传递函数：

由式（3）可求得闭环传递函数为：

根据二阶系统最佳整定法[10]，选取系统阻尼比ζ =0.707，可以得到：

从而得到简化后的电流环闭环传递函数为：

式（6）表明，将“Buck”模式下的电流环按照典型I型系统设计之后，其闭环传递函数可以近似为一个惯性环节，即当开关频率fs 足够高时，所对应惯性Ts 越小，系统动态响应越快。

2.2 “Boost”工作模式环路分析与设计

“Boost”工作模式下系统在一个开关周期内的等效电路如图6所示，同理可以得到d(s) 到iLf(s) 的传递函数，见式（7）：

由式（7）可以看出，系统存在一个右半平面零点，且右半平面零点的位置取决于Boost部分功率管Qc 的占空比D、母线电容电压Vc 及Boost电感电流iLb。由于D，Vc，iLb 均取决于正弦半波的角度θ，并且系统的右半平面零点随θ增大向低频方向移动；同时，系统幅频特性存在谐振现象，并且随着θ增大，谐振峰向低频方向移动，故补偿环节不易设计。

针对上述直接电流控制方法存在的缺点，本文采用一种间接电流控制方法，即通过控制Boost输入电流iLb(t) 即可间接控制并网电流iLf(t)，则得到d（s）到iLb(s) 的传递函数为：

由式（8）可以看出，在“Boost”工作模式下，采用间接电流控制方法时，系统传递函数不存在右半平面零点，从而有利于系统补偿环节的设计。

图7给出了“Boost”工作模式下的电流环控制框图，其中，Gboostc(s)为电流环补偿环节，选用PI 调节器，Gboostc (s) =K2p + K2i s，K2i = K2p T2i；GPWM = 1 Vm 表示PWM 环节传递函数，Vm 为三角载波的幅值；Gboost (s) 为“Boost”工作模式系统传递函数：

补偿前，系统在fp0 = 6.19 Hz 处存在一个极点，在fp1,2 = 1 kHz附近存在一对共轭极点。为了防止由共轭极点引起的谐振峰多次穿越0 dB 线导致系统不稳定，选取截止频率fc = 2.5 kHz，并且满足：

同时，将补偿环节的零点fzc 放置在原系统的低频极点处，以保证系统以-20 dB/dec穿越0 dB线：

补偿前后的开环传递函数如图8所示，补偿后系统的直流增益较高，故系统的稳态误差较小；开环传递函数的截止频率为2.5 kHz，系统相角裕度为43°；高频段以-40 dB/dec斜率下降，故系统抗高频干扰能力强。由上述分析可知，经过补偿后，“Boost”模式的电流环具有良好的动态和稳态性能。

3 实验分析

为验证以上分析，搭建了1 kW并网逆变器样机，进行了实验研究，具体电路参数如表1所示。

图9~图11分别给出了分时复合控制下的各功率管驱动波形、Boost 电感电流波形iLb、母线电容电压波形Vbus 以及逆变桥臂中点电压波形VAB。由图中实验波形可以看出，系统工作于“Boost”模式时，并网电流由Boost部分高频斩波生成，并且桥臂间电压和母线电容电压分别为并网电压及其绝对值；系统工作于“Buck”模式时，后级全桥电路进行单极性SPWM 调制，输入侧能量由Boost部分的旁路二极管向网侧传输。因此，对应Boost电感电流值为0，母线电容电压即为逆变系统输入电压150 V，桥臂间电压为高频切换的矩形波。

图12所示为分时复合控制下的逆变器并网电压和并网电流实验波形。由图中波形可以看出，并网电流ig和电网电压vg 能够保持相位一致，并网质量良好；同时，“Buck”和“Boost”两种工作模式平滑切换，在切换点处并网电流振荡幅度较小。

上述实验波形与理论分析结果一致，表明了本文分时复合控制策略的可行性和有效性。

在输入电压为150 V时，逆变器效率随并网功率变化的曲线如图13所示。作为对比，图13中同时给出了传统控制方式下效率曲线。由图中结果可知，在分时复合控制策略下，逆变器在整个负载范围内达到了较高的效率，最高效率约为96.8%，且整体效率优于传统控制方式。

4 结论

详细分析了一种应用于两级式并网逆变器的新型分时复合控制策略，理论分析和实验结果表明：分时复合控制下前后两级电路交替进行高频工作，从而有利于减小开关损耗；母线电压不需要稳压，可以有效减小母线电容；“Boost”和“Buck”两种工作模式之间可以自由平滑切换，并网电流质量良好；分时复合控制下系统可以获得较高的效率，且整体效率优于传统控制方式。

参考文献

[1] 吴理博.光伏并网逆变系统综合控制策略研究及实现[D].北京：清华大学，2006．

[2] MOOSAVIAN S M，RAHIM N A，SELVARAJ J. Photovoltaic power generation：A review [C]// 2011 IEEE First Conference on Clean Energy and Technology. Kuala Lumpur： IEEE，2011：359?363.

[3] SCHIMPF F，NORUM L E. Grid connected converters for pho?tovoltaic，state of the art，ideas for improvement of transformer?less inverters [C]// 2008 Nordic Workshop on Power and Indus?trial Electronics. [S.l.]：IEEE，2008：16?22.

[4] 马琳.无变压器结构光伏并网逆变器拓扑及控制研究[D].北京：北京交通大学，2011．

[5] CIOBOTARU M，TEODORESCU R，BLAABJERG F. Control of single?stage single?phase PV inverter [C]// 2005 European Conference on Power Electronics and Applications. Dresden：IEEE，2005：1?10.

[6] BAE H S，PARK J H，CHO B H，et al. New control strategy for 2 ? stage utility ? connected photovoltaic power conditioning system with a low cost digital processor [C]// 2005 IEEE Con?ference on Power Electronics Specialists. [S.l.]：IEEE，2005：325?330.

[7] OGURA K，NISHIDA T，HIRAKI E，et al. Time ? sharing boost chopper cascaded dual mode single?phase sinewave in?verter for solar photovoltaic power generation system [C]// 2004IEEE 35th Annual Conference on Power Electronics Specia ?lists. Germany：IEEE，2004：4763?4767.

[8] LEE J Y，AHMED N A，SHU K Y，et al. High efficiency powerconditioner using bypass diode assisted sinewave pulse modula?tion Boost chopper?fed Inverter with electrolytic capacitor?lessDC link [C]// Proceedings of 2005 the 8th International Confe?rence on Electrical Machines and Systems. [S.l.]： IEEE，2005：959?964.

[9] AHMED N A，LEE H W，NAKAOKA M. Dual?mode time?sharing one?stage single?phase power conditioner using sinewave tracked soft switching PWM boost chopper [C]// 2005 IEEE Conference on Industry Applications. [S.l.]：IEEE，2005：1612?1617.

[10] 徐德鸿.电力电子系统建模及控制[M].北京：机械工业出版社，2005．

[11] 吴卫民，耿后来，耿攀.单相分时复合并网逆变器新型间接电流控制方法[J].中国电机工程学报，2010，30（36）：65?70．

篇4

关键词： 功率因数校正； 交错并联； NCP1631； BOOST型

中图分类号： TN710?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2016）23?0141?03

Development of interleaving power factor corrector based on NCP1631

ZHANG Youjun， XU Wei， JI Chongyang， CHEN Ke

（School of Mechanical and Electric Engineering， Soochow University， Suzhou 215021， China）

Abstract：An interleaving PFC （power factor correction） circuit working at the input voltage range was designed based on PFC control chip NCP1631. The features of NCP1631 chip and design parameters of PFC convertor are analyzed and discussed in detail. A prototype of 500 W interleaving BOOST?type PFC convertor was developed. The experimental results show that the interleaving PFC circuit with NCP1631 has good PFC effect within a wide input voltage range.

Keywords： power factor correction； interleaving； NCP1631； BOOST?type

0 引 言

随着单相临界导通模式（CRM）下BOOST型PFC技术的成熟和功率等级的进一步提高，以及在一些对体积有严格要求的应用设备中，原有的CRM PFC电路已难以满足需要。因此PFC变换器常常采用并联形式来增加功率等级，减小输入电流的纹波，降低开关损耗，以提高变换器的效率。

对于目前CRM交错并联PFC电路多采用两种方案：

（1） 主从方案，即主从支路自由工作，且从支路以180°相位跟随主支路工作，其难点在于维持CRM工作（没有死区时间）；

（2） 交互相位方案，即每个相位工作模式相同且两个相位交互作用，设定相移180°，难点在于保持恰当的相移，若某个相位的导通时间发生扰动，则可能减弱180°的相移。

本文NCP1631芯片采用交互相位方案，其内置振荡器充当电路的时钟产生器，管理相位异相工作，使两个相位交互作用，且保持180°相移。NCP1631能提供一个“pfcOK”信号，用于启动/关闭下行转换器，简化转换器设计，它还具有前馈功能，用于改善环路补偿。此外，NCP1631芯片有过流保护（OCP）、浪涌电流检测、过压保护（OVP）以及欠压保护（UVP）等保护措施。

1 NCP1631的特点及工作特性

1.1 芯片的特点

基于NCP1631交错并联PFC应用电路如图1所示。其中NCP1631型PFC控制芯片采用16脚SOIC封装，工作在频率钳位临界导通模式（FCCRM），即可以工作在断续模式（DCM），也可在临界导通模式（CRM）下工作，且它兼有两种工作模式的优点。如在DCM时开关频率是固定的，能够限制电路的最大开关频率，从而简化EMI滤波器的设计。而在CRM时可以限制电感，升压二极管以及开关管中的最大电流，从而可以使用较为便宜且电流容量小的一些功率器材，不仅可以降低成本，而且有助于提高电路可靠性。此外，交错并联的两个支路组合起来像是一个连续导通模式（CCM），减小输入输出电流的纹波。

电路工作在FCCRM时电感电流[iL]的波形如图2所示。在[iL]的峰值附近，电路工作在CRM；在[iL]的过零点附近，则电路工作在DCM。

4 结 论

本文通过对NCP1631芯片理论分析给出升压电感、开关器件的参数设计过程。结合实验结果表明，基于NCP1631的交错并联FCCRM PFC实验样机在宽输入电压范围内具有良好的功率因数校正效果，很好地减少了输入电流纹波，降低了EMI的设计难度，减小了电感磁芯尺寸，降低了成本，效率能够达到使网侧功率因数接近1等优点。

参考文献

[1] ON Semiconductor. Power factor correction （PFC） handbook [R]. US： ON Semiconductor， 2009.

[2] 邹涛，周小方.基于FPGA的交错并联PFC的研究[J].现代电子技术，2015，38（8）：120?123.

[3] 刘萍，石欢欢，黄圣妍，等.高功率因数开关电源的分析与设计[J].现代电子技术，2014，37（15）：145?147.

[4] 郭超，韦力.交错并联Boost PFC电路的研究[J].现代电子技术，2011，34（10）：133?135.

[5] 王山山.交错并联Boost PFC变换器的研究[D].杭州：浙江大学，2010.

[6] 杨飞.采用耦合电感的交错并联Boost PFC变换器[D].南京：南京航空航天大学，2013.

[7] 陈力.交错并联Boost PFC技术的研究[D].成都：西南交通大学，2010.

[8] 张友军.DCBM模式160瓦功率因数校正器的研制[J].苏州大学学报（工科版），2005，25（1）：64?67.

篇5

充电器系统介绍

此充电器设计功率为4.32kW，主要与某UPS配合使用。设计最大的串联电池数为32个，最少为16个。采用DSP进行控制，充电方式采用两段式。与UPS配合时，UPS通过CAN通讯对控制器会下发充电指令，包括充电电压，充电电流的设定参数。

1 拓扑结构

充电器拓扑结构由Boost电路与Buck电路级联而成，如图1所示。在给电池充电时，Boost电路根据一定的条件启动，Buck电路则一直处于工作中。

2 控制结构

Boost电路采用双闭环PI控制。

当恒流充电时，电压环的输出达到限幅，Buck电路采用单电流环闭环控制；当转为恒压充电后，则采用双闭环控制，恒压恒流可自动转换。

3 软件实现

以TI公司所产的DSPTMS320LF2802自带的简单嵌入式操作系统为软件平台，在CCS3.3软件开发环境下编制充电器控制程序。

充电器控制器设计

1 Boost电路数字控制器设计

①电路分析与建模

实验验证

1 电阻负载实验

在带电池载之前，先用电阻负载进行实验，为了实现恒压和恒流，分别采用了重载和轻载两种负载，重载时为恒流模式，轻载时为恒压模式。分别测试了在三相整流桥作为输入的条件下，电流为5A、7A和10A的恒流控制效果，输出电压在216～432V的恒压控制效果以及BUS电压为430～650V的电压基准下的控制效果。

轻载重载均可实现，并可以实现恒流恒压自动转换。

2 电池充电实验

改电池负载做实验后，跟电阻负载效果基本一致。电压纹波5V左右，电流纹波2A左右。

篇6

关键词：Saber；电力电子技术；课堂教学

作者简介：丁新平（1975-），男，甘肃定西人，青岛理工大学自动化工程学院，副教授；马淋淋（1979-），男，黑龙江黑河人，青岛理工大学自动化工程学院，讲师。（山东 青岛 266520）

中图分类号：G642.0 文献标识码：A 文章编号：1007-0079（2014）06-0053-02

随着半导体器件技术的日益成熟和数字控制技术（Digital Signal Control）的飞速发展。电力电子技术在国民经济和工业生产中的地位越来越突出：节能减排的很大一部分比重都是通过以电力电子技术为核心的变频调速、高效节能灯具等电力电子节能产品完成。在国家大力发展的新能源利用以及分布式发电等领域，电力电子技术也是大有用武之地，作用越来越明显。同时，电力电子技术人才供不应求，国家需要大量电力电子技术的应用型人才。

本科教学中，对电力电子技术的要求越来越高。而电力电子技术教学中存在的主要问题是该门功课属于理论和实践结合性非常强的课程，任何一个环节出现问题都会影响到学习效果。高校中电力电子技术课堂教学主要以理论讲解为主，在教学过程中配以部分典型电路的实验验证等实践教学。而实验项目的完全封闭性（考虑到学生安全性等原因）造成了学生在学习过程中的盲目性和迷茫感。学生很难把课堂所学理论知识和实际应用项目联系起来。笔者调研后发现，学生由于缺乏对理论知识相对应实践环节的感性认识，学习的主动性和积极性不高。学生最主要的迷茫感是——学习的电力电子电路能用到什么地方？怎么去用？成天讲的电力电子器件在实际中到底如何控制？这些问题在传统课堂教学中得不到有效解决，久而久之，学生就丧失了学习的积极性。单纯为了分数的学习使得教师教得费劲，学生学得没劲。

Saber仿真软件是一款专门针对电力电子学而开发的仿真软件，其主要应用于科研人员对新型拓扑电路的验证上，为实验验证提供相关参数和对新电路的有效性进行验证。[1，2]先有很多仿真软件都是把物理特性用数学模型表示出来，然后在数学模型的基础上进行仿真。这些仿真电路和实际硬件电路相差较多，更不能给人带来更直观的硬件电路设计指导作用。Saber仿真软件最大的优点是“硬件化”仿真思想的植入，其在仿真时能够完整还原真实系统，而不是用数学模型来代替系统特性进行设计研究。Saber仿真软件应用在电力电子技术课堂教学中将解决目前在学习过程中困扰学生的主要难题。

第一，增加学生的成就感，进而培养学生的学习兴趣。很多时候，学生在接触到一门新课的时候，都会有一个过程：满怀信心和好奇地去了解和学习感性认识和理论入门主动（或被动）学习考试。在一门课程学习过程中，起关键作用的是感性认识和理论入门阶段，如果此时能有真实的应用电路来入门，其必然的结果将是学生主动和有兴趣去学习，效果将不言而喻。Saber软件的“硬件化设计”给人以电力电子电路的真实感，解决了学生学习过程中由于理论公式推导而造成的“实际电路和理论分析对不上号”的困境，能够起到“感性认识电路仿真出结果学习成就感学习兴趣”的良性循环。

第二，培养学生的主动思考能力。一改传统教学中课堂上教师枯燥地讲和学生被动听的教学模式，变被动听课为主动参与设计电路，通过在仿真软件上自己搭建电路及设计闭环控制器，培养了学生主动思考问题的能力。

第三，在课堂教学中，引入硬件仿真电路的现场演示，增加电路的直观和感性认识。通过仿真电路对电力电子电路工作原理和工作模式的验证和演示，现场用“硬件电路”验证了理论分析的结果，加深了学生对所学电力电子电路知识的认识和掌握。

第四，实验前认识电路工作原理，验证各部分实验波形，为知识点的更好掌握和实验的顺利进行做前期准备工作。有些论文介绍计算机仿真软件能够部分或者全部代替实验教学，[3]笔者持否定观点。仿真软件无外乎是理论知识的验证，其根本代替不了实验对学生实践动手能力的锻炼。笔者认为要学好学通“电力电子技术”这门课程，不但要保留电力电子实验，还应该增加相关课程创新项目等实践活动来增加学生在实际设计中对理论知识的加强和融会贯通。

一、典型电力电子电路工作原理介绍

几乎所有的电力电子电路都可以用Saber软件实现仿真，其中包括各种电能转换电路：AC-DC，DC-DC，DC-AC，以及AC-AC电路。在现代电力电子技术里面颇具代表性的几种典型电路有：应用于开关电源中的DC-DC斩波电路之Boost /Buck/Buck-boost电路；广泛应用于节能减排中，作为变频调速系统主要能量转换环节的电压源全桥逆变电路（VSI）；大功率场合应用较广的可控整流电路。限于篇幅限制，本文主要以Boost电路和电压源逆变器为例进行阐述。

作为应用较广的电路之一，Boost电路能够实现对输入电压的任意升压功能，通过控制开关管的占空比能够控制输出电压的大小。在闭环控制器的作用下，该电路能够抑制输入电压扰动和负载扰动对系统的影响，保持恒定的输出电压。Boost电路除了应用于开关电源DC-DC中外，主要应用在PFC电路实现功率因数的校正。同时，在新能源能量转换电路中，其可以作为前级电路以实现MPPT（Maximum Power Point Tracking）调整功能，在实现光伏模块和燃料电池等新型能源的最大功率输出的基础上，实现对输入电压的升压功能。图1所示为Boost电路在光伏电池发电中实现MPPT和升压功能的原理图。图2为实现PFC功能的Boost电路，能够实现较高的功率因数，减少了开关电源对电网的影响，并得到相对稳定的直流电压。

图3为应用广泛的变频器主电路图，电网输入，经过二极管不控整流得到6脉波波动的直流电，再通过电压源逆变器实现DC-AC转换，得到所需的可控交流电（CVCF或者VVVF），实现电机的变频调速功能。全桥电压源逆变器控制可以采用比较简单的SPWM控制或者SVPWM方法实现。

二、Saber软件在电力电子典型电路中的应用

1.课堂授课中的应用

Saber软件应用到课堂教学中，可以增加上课时学生的参与性和理论知识验证的直观性。为枯燥的课堂教学带来生机，具体例子为：在讲授DC-DC斩波电路时，必须要讲明白两个前提（概念）：一是稳态的概念，二是电感的伏秒平衡（电容的安秒平衡）法则。在此基础上，所有的变换电路都可以解释并推导出来。在讲到这两个概念的时候，学生很难理解透彻，大多数情况下学生都是一知半解的状态，这时能够利用Saber软件进行说明则会起到事半功倍的效果。在电路启动阶段，此时电感电流从零开始上升，然后振荡几个周期，最后进入稳态阶段，具体如图4所示。稳态状态最关键的现象是：每个开关周期，电感电流的上升变化量和下降变化量保持相等，通过电感公式VL=Ldi/dt可以推导出电感的伏秒平衡法则。用该法则可以推导出几乎所有DC-DC斩波电路输出-输入电压关系。用该仿真软件直观验证和理论推导相结合教学效果非常好。

在讲不同DC-DC电路输出-输入电压关系时，推导的公式可以直接用Saber仿真软件验证，具体如图5所示，Vout=（1/（1-D）Vg=12/0.6=20V。图5直观显示出两个关键现象：一是让学生知道了开关管是如何驱动的；二是输出-输入电压增益的验证。DC-DC斩波电路另一个比较关键的概念是电路的连续工作模式（CCM）和断续工作模式（DCM）。通过仿真软件能够非常直观地呈现给学生，当电感电流较大的时候，电路工作在连续工作模式（CCM）下；当电感电流变小到在一个开关周期里面有部分时段电感电流等于零，此即进入了断续工作模式（DCM）。具体仿真演示结果如图6所示。

在讲到其他电力电子电路时，Saber仿真软件在讲课中的直观性优势也非常明显，譬如以电压源逆变器为例，其交流输出电压频率和幅值受调制波的控制而变化。最直观的讲解如图7仿真所示，图7上半部分为调制因子M的波形，可以控制交流输出电压的大小，也就是说输出交流电的频率和调制信号频率相同，而幅值和调制信号幅值成正比。通过上下两部分仿真图的比较，非常直观地看出逆变器输出电压和调制信号之间的关系。

2.课后设计电路时的应用

Saber仿真软件还可以作为课后设计电路参数和闭环控制器的主要依据。工业应用中，绝大部分产品都是工作在闭环控制方式下，以达到抑制输入扰动和负载扰动、最后输出稳定的直流电压。在主电路参数（L，C）选型和闭环控制器设计上，Sabrer软件起到指导和验证的作用。在控制器参数设计完毕后，可以通过Saber仿真软件进行初期验证，对参数进行优化和微调以得到最优的控制参数。图8所示是Boost变换器在闭环控制器的作用下进行的负载扰动和输入扰动仿真验证，由图可以看到在PI闭环控制器的作用下，系统具有抑制负载扰动和输入电压扰动的能力，输出电压Vout很少受两种扰动的影响。

三、结论

本文研究了Saber仿真软件在“电力电子技术”教学中的应用。在教学中通过引入Saber软件使得课堂教学生动直观，一改传统教学中的死板和枯燥。以“电力电子技术”课程里的几种典型电路为例，详细地说明了如何有效地应用Saber软件辅助传统课堂教学以收到直观生动和事半功倍的效果。

参考文献：

[1]李艳林，宋海良，陈凯，等.基于saber的电压源仿真设计[J].科技信息，2012，（33）：30-31.

篇7

关键词：UPS；Z源逆变器；变压器；电压应力；APFC

中图分类号： TM46 文献标识码：AA New Topology of Online UPS

不间断供电电源（UPS）具有稳压、稳频、抗干扰、防止浪涌等功能，更为重要的是当电网停止供电时，UPS还可以对负载进行短时供电，以保证用电设备正常工作.因此，UPS日益成为重要负载设备必不可少的配套设施[1].

传统在线式UPS具有输入电压范围大、输出电压可精确控制等优点，也存在输入功率因数低、电流总谐波畸变率高、蓄电池体积大等缺点，而且工频变压器的存在使得电源的体积大、成本高，且变压器和电感容易产生可闻噪声；另外，在传统的桥式逆变器中，控制失误或电磁干扰等会导致逆变器上下桥臂直通而损坏开关管，通常为了避免开关管直通而另外加入的死区时间又会影响输出电能质量[2].

国内外很多学者开展了对在线式UPS拓扑的研究工作，致力于优化在线式UPS的性能[3-9].文献[3]提出基于BIFRED变换器的在线式UPS拓扑，可实现功率因数校正和电气隔离的功能，但当负载非线性变化时，输出电流存在严重的畸变现象；文献[4]提出高性能无变压器的在线式UPS拓扑，减小了电源体积，降低了成本；文献[5]在减少开关数量的前提下实现了理想市电的输出；文献[6-9]对UPS的控制策略和用途进行了大量实验研究.

湖南大学学报（自然科学版）2012年第11期侯世英等：新型在线式UPS拓扑本文提出了一种新型在线式UPS拓扑，采用Z源逆变器[10-12]代替传统桥式逆变器，利用Z源逆变器特有的直通特性和前级Boost电路提高系统的升压能力，这样既可以省去传统在线式UPS拓扑中的工频变压器，又能扩大UPS负载的适用范围；增加了一个Buck/Boost充放电电路，采用额定电压较低的蓄电池，从而进一步减小了电源体积，同时降低了充放电电路中开关管的电压应力；在整流侧和Z源逆变器之间增加一个电感和开关管，与Z源逆变器中的二极管一起，构成Boost型有源功率因数校正（APFC）电路[13-15]，采用电压外环、电流内环的单相APFC双闭环控制策略，减小了输入端电流总谐波畸变率，提高了功率因数.文中详细分析了该拓扑的工作原理，并进行了仿真实验，结果验证了该拓扑的可行性和优越性.

篇8

关键词： 功率因数校正； 单ADC； 预计算； 数字信号处理器

中图分类号： TN873+.5?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2017）14?0158?04

Abstract： Traditional digital power factor correction uses three analog?to?digital converters. Each converter， especially for the inductive current one， increases the cost and the complexity of the system. A digital power factor corrector based on Boost is presented in this paper， in which only one ADC is used for control loop to sample the average output voltage and the ripple of the output voltage. The duty cycles that the switching tube needs are precalculated. The sampled average output voltage forms the output average and the sampled output voltage ripple forms output voltage ripple loop. These two loops control the corresponding part of the duty cycle respectively， which makes the power factor correction effect of the whole system higher. TMS320F28335 DSP is used as a control chip. The experiment results verified the correctness of the method.

Keywords： power factor correction； single ADC； pre?calculation； DSP

0 引 言

传统的功率因数校正通常需要三路ADC（Analog?to?Digital Converter），分别为采样输入电压、输出电压和电感电流，使得电路复杂程度相对较高。其中，电感电流的采样通常使用采样电阻来实现[1]。但是，采样电阻上能量的损耗较大，会对电路整体的效率产生影响。采用数字控制时，电感电流的采样频率和开关频率相同，在保证较高开关频率的同时，电感电流的采样频率也相对较高，这样会导致控制周期缩短，对运算量也提出了很高的要求。

文献[2]把传统的PI双环控制用可编程逻辑门阵列（FPGA）来实现。文献[3]推导出基于电感波谷电流的占空比计算公式，减少了计算量。文献[4?7]中采用单周期控制以及新型控制策略，省去了对输入电压的采样。文献[8]采用了预测电流控制，把输入电压采样改为过零检测，从内部产生正弦参考信号，减小了计算量。文献[9]通过采样负载电流和输入电压来计算占空比，省去了对电感电流的采样。文献[10]把电感电流的采样转化为对电容电压的采样，减小了电路的损耗。

本文采用占空比预先计算的方法，将传统PFC控制的三路ADC减少为一路ADC，只对输出电压和输出电压纹波进行采样，从而简化了采样电路的设计，也降低了控制回路的计算量。

1 占空比值的预计算

在数字功率因数校正器中，控制器的开关管可以由数字控制器输出不同占空比的PWM波进行控制。本文所采用的方法是将要用的占空比值提前计算好，并存储在DSP内部，所以数字控制器不再需要对占空比进行实时的计算。对于不同的拓扑结构来说，占空比的计算方法也是不一样的。如图1所示，本文采用的是Boost电路拓扑，电路工作在CCM模式下，占空比的计算方法也是在Boost电路基础上进行分析的。

2 控制算法

通过上面的分析，可以在特定的情况下计算出所需的占空比，但是在参数有变化时，预先计算的占空比可能就会不适合变化后的情况。所以，需要系统对参数的变化能自动响应，这就要加入闭环控制。除此之外，系统需要将计算好的占空比与输入交流电压信号进行同步，所以说需要对输入电压加入过零检测环节。本文采用了模拟比较器，当输入电压过零时，比较器的输出产生一个突变沿，DSP通过捕获模块捕获这个突变沿，从而使得占空比的输出能和输入电压同步，也保证了电流和电压的同相位。下面，分析两种不同的算法，分别对预先计算好的占空比进行修改。

2.1 用惟一参数调节占空比

最方便的方法是利用Boost变换器工作在CCM模式下时的占空比计算式来调节，如下：

如果在一个周期内，输出电压不为期望值，那么相应的占空比值也要做调整。采用这种方法时，占空比的值通过式（3）预先计算好，系统中加入了一个简单的PID调节器。这个调节器与传统PFC中的电压环类似，通过采样输出电压平均值来改变占空比。

改变计算好的占空比时，不仅仅是要改变一个开关周期的值，而是要改变所有存储器内部的值。一种方法是将存储器中的每一个值乘以电压环的输出，但这种方法会导致占空比波形歪曲，见图2。从图中可以看出，当按d（t）调节时，占空比的值不是从1开始到1结束，这样会导致占空比值与理想值有偏差，会影响实际的PF值。而按1-d（t）调节时，调节后的值与理想值偏差较小，对PF值影响也较小。

具体的控制框图见图3，经过采样后的输出电压与参考电压相减，得到的偏差经过调节器输出为k，k与1-d相乘后可以得到调节后的占空比。调节器的原理见图4。PID调节器的输出为δ，当系统在稳态时，δ值为0，所以k为1，d的值没有变化。当输出电压有偏差时，相应的δ也会有值，从而可以调节占空比d的大小。

这种方法根据式（3）预先计算好占空比值再进行调节，但是当负载发生变化时，由于输出电压变化不明显，系统不能很好地感知负载变化，相应的占空比d的调节也不会改变，从而会对功率因数校正的效果产生一定影响，这方面的不足可以通过下面一种方法补。

2.2 用两个不同参数调节占空比

为了弥补第一种方法的不足，将式（3）中的占空比d分为d1和d2两个部分，如下：

两个参数的变化曲线分别见图5和图6。从图5可以看出，d1是控制占空比的主要部分，而d2主要的作用是消除由负载变化产生的电流畸变。图5的结果显示了输入电压变化对d1的影响很大，而输出功率的变换则对其产生的影响很小，所以，d1可以由输出电压平均值来控制。因而输出电压的纹波被忽略了，不会对d1产生影响。所以，d1的控制方法与第2.1节第一种方法相同，通过存储1-d1的值来修改预先计算的占空比值。

d2部分的值取决于输入电流的大小。从式（6）中可以看出，输入电流与电路的功率成正比。所以，当负载发生变化时，会对输入电流产生影响，进而会改变d2的大小。系统虽然不能测量输出功率，但是可以通过输出电压的采样来得出输出电压的纹波，由式（4）可知，输出电压纹波与输出功率成正比。所以，通过对输出电压纹波的采样，可以相应地调整d2的大小。

从图6还可以看出，d2也取决于输入电压，所以输出电压调节器也用来控制d2。这种方法的控制框图见图7。从图7可以看出，与第一种方法相同的平均输出电压环用来对d1进行控制。同时，d2的控制不仅仅用到了平均输出电压环，还采用了输出电压纹波环路。输出电压纹波环路的作用与传统功率因数校正的电流换相类似。

与第一种方法类似，1-d1是由k进行调节的。但是，由于d2是直接存储的而不是1-d2，并且1-d1和d2的符号相反，所以调节器的输出应该为。由于PID调节器的输出δ在0左右，所以可以得出式（9）。图8为用于控制d1和d2的输出平均电压环，其中，1-d1由k进行调节，d2由进行调节。

3 实验部分

3.1 方法实现

本文所用的控制器是TI公司的TMS320F28335数字信号处理器。外部晶振频率是30 MHz，系统时钟频率为150 MHz。开关频率和采样频率都是100 kHz，所以每半个输出交流电压周期内有1 000个采样点，这1 000个采样点所对应的占空比值会预先计算好，并存放在数组中，不断刷新数组就能达到改变占空比的目的。

输入电压过零检测部分先将输入电压降至15 V左右，再经过比较器和反相器整形，输出一个频率为50 Hz的方波。DSP的A/D采样以及捕获引脚都加入箝位电路，保证了DSP的安全性。具体电路参数见表1。

3.2 实验结果

第2节分析的两种方法都通过实验验证了其合理性，具体实验结果见图9～图11。

图9为在不同的输出功率情况下，两种方法的实验结果。占空比是按照输入电压220 V、输出电压400 V、负载功率300 W的情况进行计算的。从图9可以看出，两种方法功率因数校正的效果都是随着负载功率的上升而上升，并且负载功率越接近计算值，功率因数就越接近1。图10和图11分别表示的是在输入电压为110 V和220 V时电路满载测试的结果。可以看出，当电路满载时，所采用的方法能很好地达到功率因数校正的效果，输入电流接近正弦波并且能很好地跟踪输入电压波形。实测PF值分别为0.985和0.992。

4 结 论

本文通过分析两种基于Boost电路的单个ADC功率因数校正的方法，简化了传统功率因数校正电路结构。为了能够很好地达到功率因素校正的效果，占空比的值预先计算好，并且通过平均输出电压环以及输出电压纹波环两个闭环控制来改变相应的占空比值。实验结果表明，两种方法都能达到功率因数校正的效果，并且PF值最高可以达到0.992。

参考文献

[1] 王武，叶开明，陈浩龙，等.混合导通模式Boost PFC的控制策略研究[J].电工电能新技术，2015（7）：16?21.

[2] 邹涛，周小方.基于FPGA的交错并联PFC的研究[J].现代电子技术，2015，38（8）：120?123.

[3] 梅寒洁，何乐年.一种新颖高功率因数PFC的数字控方法[J].电源技术，2015（2）：360?362.

[4] 陶海燕，钱承山，毛鹏，等.Boost PFC变换器数字控制研究[J].电子器件，2013（6）：889?893.

[5] 王智，方炜，刘晓东.数字控制的单周期PFC整流器的设计与分析[J].中国电机工程学报，2014（21）：3423?3431.

[6] 田书欣，钟莉娟，杨喜军，等.新型控制策略的数字有源功率因数校正的实现[J].电力电子技术，2010（2）：56?57.

[7] 乔琳君.单周期控制的无桥APFC电路仿真研究[J].现代电子技术，2013，36（19）：131?134.

[8] 李宋，叶满园.预测平均电流控制PFC Boost变换电路的研究[J].电力电子技术，2011（12）：120?122.

[9] 赵慧，沈锦飞.基于DSP的Boost PFC软开关变换器研究[J].电力电子技术，2012（2）：99?101.

[10] QIU Y， CHEN X， LIU H. Digital average current?mode control using current estimation and capacitor charge balance principle for dc?dc converters operating in DCM [J]. IEEE transactions on power electron， 2010， 25（6）： 1537?1545.

篇9

【关键词】太阳能 光伏并网逆变器 双向直流变化器

太阳能取之不尽，用之不绝，是重要的可再生能源，在民用住宅光伏系统、交通工具以及部分军工产品中得到了广泛的应用。近年来，太阳能也被越来越多的被用在船舶上，许多船舶上面搭载太阳能电池，利用太阳能转化的电能为船舶提供能源。搭载太阳能电池的船舶具有经济性好，噪音低、振动小，可提高船舶的机动性和操纵性，有利于船舶控制环境污染等优点，从而得到广泛应用。

本文主要研究搭载太阳能电池的船舶电源系统的整体设计，重点针对太阳能电池并网逆变器和双向直流变换器环节进行设计与分析。

1 系统设计

船舶行业有严格的建造及入级规范，将光伏系统应用于大型船舶上也有相应的规范要求。在《钢制海船入级规范》中规定： 对于船长超过20 m的船舶，主电源应至少由2台发电机组组成。而在2012修改通报中更是直接明确提出太阳能电池只应作为船舶的辅助电源。

基于以上，本文设了一种带有直流母线的并网供电方式的船舶电源系统。系统结构包括：直流汇流母线；主供电系统：发电机、AC/DC变换器、电动机；太阳能供电系统：光伏阵列、DC/DC变换器、DC/AC逆变器、电动机；蓄电池供电系统：蓄电池组、双向DC/DC变换器；弱电系统：控制器和检测系统等，如图1。

整个船舶电源系统的主要工作原理：

1.1 主供电系统

发电机经过AC/DC整流单元整流后向直流母线馈电，通过DC/AC逆变器将直流电能转化为与电网同频同相的交流电，为推进系统提供电源。两个发电机可独立或并联运行，其中一个发电机出现故障时，另一个承担主要的动力源；

1.2 太阳能供电系统

太阳能电池通过光伏阵列转化为直流电，然后通过DC/DC变换器汇集至直流母线，通过DC/AC逆变器将直流电能转化为与电网同频同相的正弦交流电，为推进系统提供动力；

1.3 蓄电池辅助供电系统

直流母线通过双向直流变换器为蓄电池充电，作为备用电源；当能源匮乏时蓄电池又会通过双DC/DC变换器为直流母线反馈能量，为负载供电。

船舶主要的航行模式：纯电动机模式，指完全由推进发电机提供能量源的模式，该模式为主营运工况；纯太阳电池模式，指完全由太阳电池组供电的推进模式；混合模式指由推进发电机和电池组混合用于实现节能效果的模式。三种模式由控制系统实现不停电切换。

2 太阳能电池并网逆变器的设计

本文利用两级式光伏发电原理，设计光伏并网逆变器。主回路采用两级式拓扑结构，以扩大电池板输入电压的范围。

前级升压电路采用传统的Boost型的DC/DC变换电路，将太阳电池板输入电压升高至满足逆变器要求的高母线直流电压，同时完成对电池板最大功率点的跟踪。逆变环节采用经典的Boost基本电路，主要功能是将太阳电池板输入电压升高到满足逆变器要求的高电压，此输出电压作为下一级逆变器的输入电压。理想条件下Boost电路的稳态电压传递方程为v0=，占空比D

下一级的并网逆变器采用全桥逆变电路，如图2所示。四个开关管组成两个半桥，桥臂的中点分别经过滤波电感L与电网L、N线连接，CDC为直流母线支撑电容，也是前级Boost电路的输出滤波电容，控制回路发出PWM波驱动四个开关管，控制桥臂中点电压，使并网电流iN与电网同相位，实现单位功率因数并网。电路要正常工作应保证直流侧电压高于电网电压的峰值。

通过两级式光逆变器，将太阳能电池发出的低压的直流电经Boost电路，将太阳装置输出的电压升高至满足逆变器要求的高母线直流电压，然后经过后级的全桥逆变电路将母线直流电压为与电网同频同相的交流电，为推进系统的电动机提供动力。

3 双向直流变换器的设计

太阳能光伏系统在天气不好的情况下，会存在太阳能发电补充不及时的情况，需要以蓄电池作为辅助供电。

本文中双向直流变化器采用的是移相控制全桥电路拓扑，其主电路图如图3所示。直流母线通过双向DC/DC变换器为蓄电池充电，作为备用；当能源匮乏时蓄电池又会通过双DC/DC变换器为直流母线反馈能量，为负载供电。

工作原理：移相控制ZVS软开关全桥变换器是利用变压器的漏感或原边串联电感与功率开关管的寄生电容或外接电容来实现开关管的零电压开关，大大提高了变换器的工作效率。

这种移相控制原副边相同位置的开关管之间的驱动信号是相互移相的，移相角为ф，该角度不仅决定了功率流向，同时决定了所传输的功率大小。当ф>0时，功率由原边向副边传递，母线直流电压向蓄电池充电；当ф

为了提高系统性能，许多学者提出了很多不同的控制方法。这些研究中，每个开关管的驱动信号的占空比都是变化的。另外的几种移相控制方式通过另外增加了桥臂之间的移相，系统理论分析表明这种控制方式比普通控制方式提高了系统的动态和稳态性能。

通过双向移相控制全桥变换器，可以实现能量的双向流动。当太阳光照好的时候，太阳能供电系统发电效率高，可以通过直流母线电压对蓄电池进行充电。当阴天或黑天的时候，太阳能供电系统发电效率低，蓄电池中储存的能量可以向直流母线反馈。

4 结语

本文设计了一种搭载太阳能电池的船舶电源系统。对太阳能电池并网逆变器和双向直流变换器环节进行设计与分析，给出了详细的设计电路拓扑。系统采用Boost升压电路和全桥电路的两级逆变器以及双向直流变换器电路拓扑，完成了对船舶电源系统的整体设计。

参考文献

[1]黄允千.太阳能电力推进船的系统分析[A].第二届全国海事技术研讨会文集[C]. 1996.

[2]黄允千，刘静.搭载太阳电池的船舶电源系统[J].上海海事大学学报，2005，26（01）.

[3]陈立剑，徐建勇.太阳能光伏电力推进在船舶上的应用研究[J].船海工程，2013，42（02）.

[4]李进.太阳能在船舶动力装置中的应用前景[J].船海工程，2010，39（04）：70-72.

[5]钱金娣，林德辉.燃料电池用于电力推进的方案探讨[J].舰船科学技术，1979（05）：1-8.

作者简介

曹玮，毕业于北京交通大学电气工程学院，现供职于国家知识产权局专利局专利审查协作江苏中心。

篇10

关键词：Boost PFC；平均电流模式；传递函数

中图分类号：TP17 文献标识码：A

1 引言

PFC（Power Factor Correction）即功率因数校正，在大多数AC-DC变换电路中，整流输出环节通常需要采用容性滤波环节，但由于非线性元件和储能元件的组合使用，虽然输入的电压为正弦波形，但输入电流变为断续、短暂的高峰值电流脉冲，当主电源输出这种类型的电流时，由此产生的电路损耗、总谐波含量和辐射干扰都将显著增加，PF较低。PFC的目标是使电源的电流负载相当于一个简单的电阻负载，尽可能减小因电流与电压的相位差及电流中存在的谐波分量造成的无功功率，提高PF。只要能实现输入电流波形对输入电压波形的跟踪，即可达到单位PF的目的。

2 电路拓扑结构和控制方案选择

本文采用Boost变换器拓扑结构实现有源PFC，该方式有如下优点：输入电流连续，EMI小；有输入电感，可减少对输入滤波器的要求，并可防止电网对主电路的高频瞬态冲击；输出电压大于输入电压峰值；开关器件的电压不超过输出电压值且容易驱动功率开关器件，其参考点（源极）电位为0V。为实现数字式控制，采用了dsPIC30F3010主控芯片，它输出用于控制升压型转换器功率开关的驱动脉冲，并由此对直流母线标称电压进行控制以使交流线呈现为阻性负载。本文使用的PFC技术为平均电流模式控制，在该模式中，输出电压的控制是通过改变电流幅值信号的平均值来实现的。电流信号是通过数字计算整流输入电压、电压误差补偿器输出和电压前馈补偿器输出的乘积来获得的。乘以整流输入电压是为了使得电流信号具有与整流输入电压相同的波形。电流信号应尽可能地与整流输入电压匹配以获得较高的功率因数。电压前馈补偿器对于保持恒定的输出功率至关重要，因为它负责对输入电压与其标称值的偏离进行补偿。本文设计的硬件电路结构框图如图1所示，传递函数框图如图2所示。虚线框内为dsPIC30F3010控制器部分，系统采用双闭环结构，内环为电流随动系统，外环为电压恒值系统，为了实现控制策略，系统需要检测最关键的三个量值：①输入整流电压VAC②输入电感电流IAC③输出电容电压VDC。以上三个瞬时信号在主电路上检测后经信号调理电路送至控制器的A/D转换口，为控制器提供实时数据。双闭环系统主要工作过程如下：由输出电压参考信号VDCREF为电压环提供给定值，该值与直流输出电压的采样值VDC作比较并产生误差信号VERR，VERR再作为PI调节器的输入，至此构成了电压误差补偿器，该补偿器输出电压VPI，但VPI并不直接作为电流环的给定值，为了使电感电流能够跟踪输入整流电压以及恒定功率控制，电流环的给定值IACREF应为电压前馈补偿器的输出值、VPI和VAC三者的乘积。IACREF与电感电流的实时采样值进行比较后得到电流误差信号IERR，再经PI调节器输出开关占空比信号，从而控制PFC电路的开关进行动作。输入电压前馈控制的目的是保持由负载确定的输出功率恒定，而不论输入电压如何变化。这一补偿器采用全数字实现，其实现过程为：计算输入电压的平均值，对该平均值进行平方，并将该结果作为分母得到输入参考电流送入电流误差补偿器。

结语

本文设计的基于dsPIC30F3010数字信号控制器的Boost型有源PFC实现方法具有一定的优越性，工作在CCM模式能较好实现AC-DC变换，可以获得较高的功率因数，输入电流谐波含量较低，输出电压可以具有较好的稳定度和平滑度，可以有较好的动态和稳态响应特性。尤其采用数字式控制方式，容易实现系统升级，不易受元件老化和温漂影响，器件数量少，增加了抗干扰能力。本文旨在阐述原理，并未给出定量计算。

参考文献

[1]林渭勋.现代电力电子电路[M].杭州：浙江大学出版社，2002.

[2]李荣正.PIC单片机原理及应用（第2版）[M].北京：北京航空航天大学出版社，2005（01）.