buck电路范文
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导语：如何才能写好一篇buck电路，这就需要搜集整理更多的资料和文献，欢迎阅读由公务员之家整理的十篇范文，供你借鉴。
篇1
关键词：Matlab；降压斩波电路；电压脉动；计算机仿真
中图分类号：TM743文献标识码：A
文章编号：1004-373X(2008)24-031-03
Research of the buck Chopper Based on Matlab
JIANG Chunling,WANG Chunling
(Taishan University,Tai′an,271021,China)
Abstract：This is a complex problem in selecting and calculating the parameter,when designing the power electronic circuit.By using the power systems toolbox in Matlab ,users can quickly find out and analyze the results from simulation,don′tneed know the mathematics model and programming.This paper discusses the reason of voltage ripple in buck chopper output,sets up the system model in Matlab,and modifies the parameter by analysing the simulation result,in the end,it confirms the optimum parameter model.Matlab is the ideal tool used for the research and application of power electronics as a new style and high-powered language.
Keywords：Matlab;buck chopper;voltage ripple;computer simulation
1 引 言
随着计算机技术的发展,计算机软件为普通科研人员进行电力系统仿真奠定了坚实的基础。Mathworks公司推出的基于Matlab平台的Simulink是动态系统仿真领域中广为应用的仿真集成工具之一,它在各个领域得到广泛的应用。Simulink提供了大量的功能模块，其中的电力系统工具箱是专门为电力电子电路仿真设计的。在此正是利用Matlab对Buck电路进行研究和分析。
2 Buck电路分析
降压斩波电路（Buck Chopper）是直流斩波电路中应用最为广泛的一种电路形式。Buck电路用于降低直流电源的电压，其原理电路如图1。假设设计一个输入E=200 V，输出Uo=100 V，R=2 Ω的电路。
基于图1构建电路，但是在实际测试时发现电路输出电压的脉动较大，图2为L=0.1 mH，脉冲频率f=10 kHz时的输出电压波形。因此，如何合理选择参数、减小输出脉动，是研究和设计Buck电路的关键。
图1 Buck电路
图2 无电容时输出负载电压波形
图1工作过程为在开关器件VT导通时有电流流经电感L向负载供电，假定在这期间Uo不变，电感电流按直线规律从I1上升到I2，则有:
E－Uo=LI2－I1ton(1)
ton=(I2－I1)LE－Uo(2)
在开关器件VT关断时，电感L释放能量，维持负载电流。假定这期间电感电流按直线规律从I2下降到I1，则有:
Uo=LI2－I1toff(3)
toff=(I2－I1)LUo(4)
将ton=DT 和toff = (1-D)T（其中D为占空比）代式(1)，(3)，可得到输出电压Uo=DE，看到输出电压仅与占空比和输入电压有关。但实际上，电感中的电流是有变化的，将T=1f=ton+toff代入式(2)，(4)，可计算其变化量:
ΔI＝ED(1－D)fL
由此可知，正是由于电感电流的脉动引起了输出电压的脉动，为了减小输出电压脉动，可以采取增大电感L或者提高频率f的方法。而增大电感就要增大电感的体积，因此应该合理的选择电感值，提高斩波频率是一种行之有效的方法。另外，如果在负载两端并联一电容，使得ΔiL=ΔiC，则可以使负载电流脉动减小，从而稳定输出电压。
在实际电路的设计中，电感L、电容和脉冲频率f值的确定比较困难。而利用Matlab中的Simulink建立仿真模型，可以很方便地修改参数，直至达到设计要求。
3 建模与分析
在Simulink中建立Buck电路仿真模型如图3所示，在模型中设置参数输入电压E＝200 V，R=2 Ω,取电感L=0.1 mH，电容C=100 μF，脉冲频率f =10 kHz，为了得到输出电压Uo=100 V，应选取占空比D=50 %。设置仿真时间为0.02 s，算法采用ode15s。启动仿真，得到输出电压波形如图4所示。
图3 Buck电路仿真模型
由图4(b)可看出，在二极管导通瞬间其端电压出现了尖峰，这是由于二极管导通瞬间电感的di/dt作用。
(1) 改变电感对输出电压的影响
取电感L=1 mH，脉冲频率f=10 kHz，运行后得到输出电压波形如图5所示。与图4(d)对比，增大电感可以减小输出电压的脉动，但也会使输出电压平均值减小。
图4 f=10 kHz时各信号波形
图5 当L=1 mH时输出电压波形
(2)改变电容对输出电压的影响
对比图2和图4，可以看出负载端并联电容后，输出电压的脉动大大减小，因此实用的Buck电路在负载两端要并联滤波电容。
(3) 改变脉冲频率对输出电压的影响
取脉冲频率f分别为5 kHz,20 kHz，仿真运行后得到输出电压波形如图6所示。
图6 不同脉冲频率时的输出电压波形
对比图6和图4(d)可看出，f =5 kHz时输出电压脉动明显增大；f=20 kHz时输出电压脉动小，但输出电压平均值略有下降，说明开关频率高，器件的开关损耗增大，同时在电感上的感抗增大。因此在提高斩波频率的同时，应该考虑到开关损耗对电路的影响。
通过对不同参数下电路运行后输出电压的分析，最后确定参数选择斩波频率为10 kHz，电感L的值为0.1 mH，电容C的值为100 μF。利用Matlab构建仿真模型来设计电力电子电路，修改电路结构和参数方便，观察设计的效果更直观，并且避免了在实际电路实验过程中可能出现的器件损坏等问题。
在仿真电路中还可以加入傅里叶分析模块，可以观测输出电压直流分量，并通过傅里叶变换分析输出电压的谐波成分。通过运行可以看到本电路输出电压的各次谐波都很小。
4 结 语
系统建模和仿真技术已经日益成为现工科各专业进行科学探索、系统可行性研究和工程设计不可缺少的重要环节。建模、仿真能力成为现代工程技术人员需具备的基本技能和交流工具。利用仿真软件Matlab对降压斩波电路进行了研究和设计，利用该方法还能对非常复杂的电路、电力电子变流系统、电力拖动自动控制系统进行建模仿真。系统的建模和实际系统的设计过程非常的相似,用户不用进行编程，也无需推导电路、系统的数学模型，就可以很快地得到系统的仿真结果，通过对仿真结果分析就可以将系统结构进行改进或将有关参数进行修改使系统达到要求的结果和性能，这样就可以极大地加快系统的分析或设计过程。
参考文献
［1］王兆安，黄俊.电力电子技术［M］.4版.西安：西安电子科技大学出版社，2006.
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［7］薛定宇.反馈控制系统设计与分析Matlab语言应用［M］.北京：清华大学出版社,2000.
［8］刘文良,王杰.Matlab在电力电子技术仿真中的应用［J］.电气自动化,2001,23(3):53-54.
［9］邓国扬,盛义发.基于Matlab/Simulink的电力电子系统的建模与仿真［J］.南华大学学报,2003(1):1-6.
［10］刘文良.Matlab在电力电子技术仿真中的应用［J］.电气自动化,2001,21(3):53-54.
［11］张森,张正.Matlab仿真技术与实例应用教程［M］.北京:机械工业出版社,2004.
篇2
关键词：直流高压；Buck；半桥逆变；倍压电路
中图分类号：TN-9 文献标识码：A 文章编号：1009-3044（2013）10-2485-03
近几年，随着电子电力技术的发展，新一代功率器件，如MOSFET，IGBT等应用，高频逆变技术的逐步成熟，出现了高压开关直流电源，同线性电源相比较高频开关电源的突出特点是：效率高、体积小、重量轻、反应快、储能少、设计、制造周期短。但由于高频高压变压器是高频高压并存，出现了新的技术难点：1）高频高压变压器体积减小，频率升高，分布容抗变小，绝缘问题异常突出；2）大的电压变化比使变压器的非线性严重化，漏感和分布电容都增加，使其必须与逆变开关隔离，否则尖峰脉冲会影响到逆变电路的正常工作，甚至会击穿功率器件；3）高频化导致变压器的趋肤效应增强，使变压器效率降低。鉴于上述情况，高频高压变压器如何设计是目前研究的一个难点和热点问题。该文的主要研究内容包括BUCK电路的分析设计、半桥逆变电路分析设计、倍压电路的设计，以及系统仿真研究。
1 主电路设计
1.1 主电路的拓扑结构
这里主要介绍了一种基于BUCK调压的小功率高压电源。该电源能实现零电流软开关（ZCS），并能方便的调节输出电压，因为利用了高频变压器的寄生参数，从而避免了尖峰电压和电流。该电源的另一个特点是利用倍压电路代替了传统的二极管整流电路，减小了高频变压器的变比和寄生参数；尤其是主电路的控制采用了Buck电路和逆变电路的联合策略，可十分方便、灵活地进行电压调节；采用定频定宽的逆变电路可利用高频变压器的寄生参数实现谐振软开关。
1.2 BUCK电路工作原理
半桥逆变电路的优点是简单，使用器件少。其缺点是输出交流电压的幅值Um仅为1/2且直流侧需要两个电容器串联，工作时还要控制两个电容器电压的均衡。因此，半桥逆变电路常用于几KW以下的小功率逆变电源。
2 控制电路分析及总结
通过该文高压电源的设计过程，可以得到以下结论：
1）针对系统要求输出电压为0-15KV，且输出功率为15W的情况，选用BUCK调压电路与桥式逆变电路相组合得到高频脉冲电压，后经过高频变压器和倍压电路完成升压和整流作用。
2）BUCK闭环环节使用光电耦合器HCNR201进行电压采样隔离，MOSFET的隔离驱动使用HCPL4504和UCC27321共同完成，保证驱动电路工作的有效性和安全性。
3）逆变电路的控制电路由芯片SG3535和IR2110共同完成。SG3525控制器集成了过压保护、过流保护、软启动、欠电压锁定、击穿短路保护等功能保证控制信号的准确性。SG3525输出的PWM信号通过两片IR2110后驱动逆变电路的两个桥臂，这保证了驱动信号间的死去时间，防止桥臂的直通现象。
4）电路设计中摈弃传统工频变压器升压模式，而采用高频变压器和倍压电路共同完成升压作用，在减小系统体积上有突出作用。
3 调试结果
4 结束语
本文介绍的一种基于BUCK调压的小功率高压电源，其特点是：1）采用了倍压电路，减小了变压器的变比，使其在工艺和制造上成为可能，并且能够在一定条件下实现零电流软开关，从而大大减小了开关损耗；2）该电源可以工作在110V、220V不同电压下，因为开拓了国内外市场；3）该拓扑结构简单，易于实现；4）该电源利用了DSP，实现了数字PI的实时控制，因而能良好的工作且实现远程通信。
参考文献：
[1] 王兆安.电力电子技术[M].北京：机械工业出版社，2008.
[2] 郑颖楠.开关电源技术[Z].燕山大学自编教材
[3] 王昌.创新型的基于软开关X射线电源系统[J].电力电子技术，2007，41（4）：58-60.
篇3
【关键词】氮化镓 GaN器件 Buck变换器 驱动电路
1 GaN功率晶体管的特性分析
以美国宜普（EPC）公司推出的增强型低压GaN功率晶体管为例，其利用AlN隔离层解决了硅衬底与氮化镓的晶格适配问题。另外，由于结构材料特性，MOSFET 中物理存在着一个寄生的二极管，俗称体二极管（body-diode）。显然，由于结构上的不一样，GaN 功率晶体管中并不存在这样一个体二极管。
且对比增强型GaN功率晶体管、MOSFET的V-I 特性曲线可知，两者的工作模式类似，但第三象限的工作模式不同。给定的驱动电压下， GaN 功率晶体管保持其在第一象限的恒阻特性。
大多数场合，只需要关注功率晶体管在第一象限的特性，但由于本文要探究GaN晶体管在同步整流Buck变换器中的应用特性，需要关注在驱动信号建立之前器件是否反向导通。且GaN功率晶体管中并没有体二极管，在驱动信号没有建立之前，其反向工作机制能否建立是GaN功率晶体管能否在此类场合中应用的关键。
2 驱动电路设计
本次实验采用EPC公司生产的GaN晶体管epc2007，针对其对栅极电压的要求，选用TI公司的LM5114作为驱动芯片。LM5114内部结构其最大峰值灌电流达到7.6A，具有同时驱动多个并联晶体管的能力，能够在低压大电流场合发挥优势；两个独立输出端的结构能够分别调节开通和关断的速度，适合高频应用场合，典型的驱动电路，该芯片电路简单，作为单驱动高平性能优异。
选取LM5114作为驱动芯片，搭建驱动电路。原理图如图4所示，其中，Si8410BB为数字隔离芯片，用于驱动信号数字地与主电路模拟地的隔离。其中A1为输入端，与GND1组成驱动信号回路；B1为输出端，对应的地位GND2；VDD1和VDD2分别为隔离前后的供电电源。DSP输出的驱动脉冲信号经过滤波输入到隔离芯片，经过隔离后输出给驱动芯片LM5114的正向逻辑输入端，地段VSS连接晶体管的源极两个输出端分别通过开通与关断电阻共晶体管的栅极连接。
高工作频率的DC-DC转换器（同步整流Buck变换器）具有以下优点：a.可以减少电容器和电感器等无源元件的尺寸，进而减小Buck变换器的尺寸和成本；b.可以减小DC-DC转换器的瞬时时间。需要快速转换转换器来跟踪电源电压的快速变化；c. Si功率器件无法实现高工作频率转换器，但在GaN FET等先进功率器件可以轻松实现。相关参数的计算：
（1）
（2）
（3）
因此，在40V，5.1Ω和200kHz中的CCM操作中，实现低于5%的输出电压纹波，测试板的无源部件的型号由式（1）、（2）、（3）确定。最终选择了L=4.7μH表面安装型电感器和C=1μF硅电容器。
3 实验结果
根据上述设计的驱动电路，实验室完成了一台同步整流Buck变换器，其完整电路如图6所示。
由DSP芯片TMS320F28335给出占空比约为0.5的驱动信号。开关频率为200kHz，开通电阻为5.1Ω，关断电阻为1.8Ω，分别驱动Si功率器件A1505和GaN功率器件EPC2007。图7、图8分别给出了不同功率器件下的驱动波形。从波形中可以得同步整流Buck变换驱动电路可以完成对GaN晶体管的开关控制，但其变换器的效率仍需进一步提高。Si功率器件无法在此频率下有效完成关断。
篇4
关键词：DC-DC变换器，自抗扰控制，Buck变换器
0. 引言
DC-DC变换器有两种类型，为开关变换器和线性变换器。多年来，PWM型DC-DC开关变换器因具有灵活的负极性和多种拓扑结构升降压方式的特点以及工作效率高，操作简单，所以在工业控制上受到了人们的青睐和广泛的应用。但是开关变换器是一个强非线性动态系统，无论是基于线性反馈控制或是现有的PID等常规控制方法都无法对DC-DC开关变换器取得满意的效果。随着非线性控制理论和数字控制技术的不断发展和日趋完善，将非线性控制理论引入到DC-DC开关变换器的控制策略中，对提高变换器的鲁棒性，更快的动态响应以及对输入和输出电源和负载扰动的良好抑制能力有着理论和实际的意义。多年来电力电子学界的国内外专家学者一直在研究控制开关变换器的非线性控制策略，并取得了一定的成果[1]，其中由北京前沿科学研究所韩京清研究员首次提出的一种非线性鲁棒控制技术[2],也就是自抗扰技术，具有算法简单、系统响应快、适应范围广等特点，已引起国内外控制工程界专家学者的广泛关注和高度好评。国内很多高校和研究所正在大力研究它在军工和民用等诸多领域的应用。
本文介绍了自抗扰控制技术在PWM型DC-DC开关变换器中的应用。这种控制方法可以消除由于大信号或是小信号的输入电压和负载扰动而引起的输出电压的变化。最后以其中的Buck变换器的电路为例，并对电路进行了建模、仿真和实验。结果表明，该自抗扰策略具有很强的鲁棒性、动态响应快等优点。
1.自抗扰控制器
经典PID控制器是用参考输入和被控量的误差及其微分﹑积分的线性组合来产生控制信号的，然而在实际运用中，参考输入经常不可微，甚至不连续，而输出信号的测量又经常被噪声污染，因此误差信号按经典意义经常在不可微或其微分信号被噪音的导数淹没。在实际电路中，一般采用差分或是超前网络近似实现微分信号，该方法对噪音有很强大的放大作用，使微分信号失真而不能用，而“线性组合”常引起快速性和超调量之间的矛盾。自抗扰控制通过引入积分串联型跟踪微分器来提取合理的微分信号，并使用合适的非线性组合，以改进经典PID控制，提高自身的适应性和鲁棒性。自抗扰控制主要针对如下一类对象： y(n) = f (y , ,?, y (n- 1) , t) ，其中f为未知模型摄动及扰动的作用量。自抗扰控制器由跟踪—微分器（TD），扩张状态观测器（ESO），非线性状态误差的反馈控制率（NLSEF）构成，整个控制器仅需要系统的输入量和输出量作为信息来源。自抗扰控制器的实质是由扩张状态观测器产生不确定模型f对输出作用的补偿量，以使对象的不确定性在反馈中加以抵消，从而达到重新构造对象的目的，所以说扩张状态观测器是整个自抗扰控制的关键。以二阶受控对象为例 ,自抗扰控制器的结构如图1所示。非线性跟踪-微分器的参考输入产生2个输出和,其中为参考输入的跟踪信号,是根据对象能力与控制需要安排的光滑过渡过程 ,而跟踪的微分。科技论文。实际上是的“广义微分”，是一种“品质”很好的微分。TD除了跟踪参考输入信号，安排预期过程外，其主要作用还在于柔化的变化以减少控制过程中的超调量。扩张状态观测器由系统输出产生3个信号:、、,其中为的跟踪信号,为的微分信号,为对系统模型和外扰动的估计。科技论文。非线性组合器由偏差和微分偏差产生基本非线性控制量, 然后用补偿总扰动而产生最终控制量。
2. Buck开关变换器的建模
PWM型DC-DC开关变换器是一非线性和不连续的系统，这使得对它建模成为一个十分困难的问题。从目前的研究情况来看，借助现代控制论的系统建模方法，对电力电子拓扑网络建模是一条有效途径。从微分几何的角度来考虑这个问题，本文以Buck开关变换器为研究对象，其电路拓扑如图2所示。
图 2 Buck电路拓扑结构
为简单起见，假定开关是理想的和同时认为状态转换是瞬间完成，本文仅研究电感电流连续工作的状态(CCM)下运行的buck变换器，即输出电感T的电流在整个开关管S关断周期中都存在。从以上的图中的拓扑电路中，可以分别写出Buck变换器导通和关断2个阶段的状态方程。在1个开关周期内利用状态空间平均法对Buck电路建模可以得到1个关于输出电压和开关频率的非线性状态方程。PWM控制中的占空比与自抗扰控制中的控制量是等价的。描述DC-DC开关变换器的微分方程一般可设为：
S导通时的状态方程为：
+ (1)
S关断时的状态方程为：
+ (2)
对式(1)和式(2)用时间平均得到Buck变换器的状态平均方程如下：
+ (3)
在式(3)中,代表输出电压,D代表占空比;代表电感电流;代表输入电压。科技论文。当然在实际的系统中，对Buck变换器建模时，还应该考虑器件的寄生元件，包括电感电阻和电容电阻等。在式(3)中并没有这些寄生参数，如电容寄生电阻和电感寄生电阻等，可以把他们看成是系统的内扰，同时将电源和电压的波动看成是系统的外扰。自抗扰控制的优势就是不用考虑内外扰的影响，利用由扩张状态观测器产生不确定模型f对输出作用的补偿量，以使对象的不确定性在反馈中加以抵消，从而达到重新构造对象的目的。
3.自抗扰控制器数字仿真
为了验证自抗扰控制器的可行性，采用MATLAB中的Simulink对上述的控制方法进行仿真。电路仿真的参数设定为:L=270mH;C=10uF;额定负载R=5;额定输入电压为8V;参考输出电压为4V，其仿真结果表明，自抗扰控制策略对电源输入和负载电流干扰具有很强的抑制能力，动态响应快；虽然输入电压和负载变化时的输出电压有波动，但是很微小，并且能在极短的时间内恢复。
4. 结论
本文应用自抗扰控制器,实现了PWM型DC-DC开关变换器对输入电压和负载变化具有良好的抑制能力，即输出电压只同给定参考输出有关。具有较强的鲁棒性，而且可以克服高频抖振现象，总谐波失真小，是一种可行的适应性好的非线性控制方案。
参考文献
[1] 林维明，黄是鹏.PWMDC-DC开关变换器非线性闭环控制策略的研究[J].中国电机工程学报，2001，（3）:19-22.
[2] 韩京清.自抗扰控制器及其应用[J].控制与决策，1998；13(1):19-23.
篇5
组成及作用：
1. GENIV2003KHPA电源系统的组成如图1所示。
2. GENⅣ2003KHPA电源系统各部分作用如下：
（1） 瞬时干扰抑制器A8：用于抑制馈送到电源系统交流电路的瞬时高幅度电压；
（2） 电磁干扰滤波器EMI FL1：用于减小开关电源反馈到交流输入电源的传导噪音；
（3） 电路断路器CB1：KHPA主电源开关；
（4） 交流侧面板A1：
a） 分步启动电路：用于把来自交流电源的浪涌电流限制在高压开启期间稳定值的180%以下；
b） +24VDC电源PS1：为GENⅣ2003KHPA提供稳定的24V直流电压；
（5） 缺相检测器A7：用于检测交流输入电源的三相供电是否缺相；
（6） 输入整流滤波器：对输入交流电压进行整流滤波；
（7） 电源处理器A3：用于把直流电压转换成50KHz的交流电压；
（8） 高压变压器/整流器A4：把50KHz的交流电压升压，并经高压整流输出束电压、灯丝电压和收集极电压；
（9） 高压滤波器A5：将经高压整流的束电压、灯丝电压和收集极电压进行滤波，减小直流电压的纹波，以满足速调管的供电要求；
（10） 电源处理控制器A2：电源系统的微处理器，可通过CAN总线与前面板控制器和射频控制器进行通讯，主要功能是：
控制分步启动电流接触器K1、K2；
控制束电压按先后顺序接通和关断；
调整控制束电压和灯丝电压；
监测电源的模拟和数字输入的各种参数；
监测电源的故障条件，如果发生了一个与电源相关的故障，例如像高体电流，电源处理控制器会立刻关断高压。
电源系统工作原理分析
为了便于分析GENⅣ2003KHPA电源系统工作原理，本文对GENⅣ2003KHPA电源系统电路原理图进行了分类归纳和整理，详见图2 GENⅣ2003KHPA电源系统工作原理框图。
1. GENⅣ2003KHPA电源系统简单工作过程
GENⅣ2003KHPA为三相四线380VAC供电，要求交流电压应为380VAC±10%和50Hz±3Hz。
交流输入电源从J1连接到瞬时干扰抑制器A8，再经电磁干扰滤波器EMI FL1送到装在前面板上的主源开关CB1上。交流电源再通过分步启动电路（Step Start Section）A1，然后经整流和滤波后再送到电源处理器A3。
电源处理器A3把直流电压转换为50KHz交流电压加到A4板（高压变压器T1和整流器BR2）。高压整流器BR2输出的束电压、灯丝电压和收集极电压，送到高压滤波器/反馈板A5，经采样和滤波后送至射频模块内的速调管。束电压和灯丝电压的取样值从A5板反馈到电源处理控制器A2，束电压、束电流、管体电流、灯丝电压和灯丝电流可通过内嵌的控制系统进行监测。
束电压和灯丝电压在微处理器的控制下，束电压可以从1KV到速调管标示牌电压值之间调整，同样地，灯丝电压也可以从0V到速调管标示牌电压值之间调整。当所需输出功率小于额定功率时，节电模式能适时调整束电压低于标示牌值。同样，灯丝电压也能自动减小，以延长阴极的寿命。当不需要KHPA长时间工作，但又需要在几秒内能完全开启时，采用1KV热备份模式也可以延长速调管的寿命。
2. GENⅣ2003KHPA电源系统工作原理
（1）分步启动电路（Step Start Section）A1
它包括了输入滤波器A6中的电容器C1和C2，最初交流电压通过电流接触器K1和电阻R2、R3加到A6，因此能限制充电电流。1秒之后滤波电容被充电80%，主电流接触器K2闭合，分步启动交流接触器K1打开。软启动在灯丝加热结束后可自动启动。
直流电源PS1为分步启动控制电路和电源风机B1提供24V直流电压。
（2）输入滤波器（Input Filter）A6（包括电感L1、L2）
三相交流输入电压整流滤波器包括二个电感L1、L2和安装在PCB上的四个电容器C1-C4组成。对于380-408VAC输入，需连接跳线JP3，采用串/并联连接，电阻R1-R4可确保C1-C4均分直流电压。在待机和电源关断（Standby Mode or Power OFF）时，电容器C1-C4能通过R1-R4连续放电。
（3）电源处理器A3
输入滤波器A6输出的经整流的直流电压送到电源处理器A3。当交流输入为380VAc时，A6（J3、J4）输出的500~530VDC直流电压连接到A3的J1、J2。A3再把500-530V直流变换为幅度360V、工作频率为50KHz的方波，经A3的J3、J4再送到高压变压器/高压整流器A4内的升压变压器T1。
电源处理器A3由BUCK开关电源和H-桥IGBTs两级组成。
电源处理器A3的功率管主要采用IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor）绝缘栅双极型功率管，它是由BJT（双极型三极管）和MOS（绝缘栅型场效应管）组成的复合全控型电压驱动式电力电子器件, 兼有MOSFET的高输入阻抗和GTR的低导通压降两方面的优点。GTR饱和压降低，载流密度大，但驱动电流较大；MOSFET驱动功率很小，开关速度快，但导通压降大，载流密度小。IGBT综合了以上两种器件的优点，驱动功率小而饱和压降低。
BUCK开关电源有两个交叉部分组成，每个部分有两只交替工作IGBT（Q1/Q2和Q3/Q4），即每次只有一只IGBT（Q1或Q2和Q3/或Q4）工作。通过门激励变压器T1和T2提供的工作频率为25KHz的同相激励信号，可在束电压20%到90%范围内不断调整到所需的束电压。这样使得每个交叉部分的工作频率为50KHz（两只交替工作的IGBT，每只工作频率为25KHz），因此BUCK开关电源的实际工作频率为100KHz（两个交叉部分，每部分工作频率为50KHz）。
快速恢复整流二极管CR3-4和CR1-2、8-9和电感L1、L3，、电容C3-4，以及电阻R5-6，R9-10、R24-27共同为BUCK开关电源提供软转换条件。
电流传感变压器T5-T8、电阻R19-R20和二极管CR14-CR21能检测到BUCK开关电源L2L4上的直流电流，并把它送到电流控制环路和保护电路。
H-桥IGBTs由四对IGBT并联组成。通过门激励变压器T3-T4（工作频率50KHz，间歇时间2s）提供异相激励信号供给IGBTs，Q5、Q6和Q11、Q12或Q9、Q10和Q7、Q8交替工作。电流传感变压器T9、电阻R21和二极管CR10-CR11将检测到的输出BUS电流，送至H-桥IGBTs过流比较器。谐振电络中电容C5-C8和电感L5-L6可为H-桥IGBTs提供小电流关断条件。
二极管CR5-CR7可以把BUCK开关电源的输出电压钳制到输入电压，以便在BUCK开关电源短路时，保护H-桥IGBTs电路不过压。
（4）高压变压器/高压整流器（High Voltage Transformer/Rectifier）A4
高压变压器/高压整流器A4可以把电源处理器A3输出的360VAC/50KHz方波信号升压到10KVAC左右，然后再进行整流送到高压滤波器A5。此外A4的另一路输出信号被送到电源处理控制器A2，用作束电流监测。
（5）高压滤波器（High Voltage Filter）A5
高压滤波器A5能对高压变压器/高压整流器A4输出的直流电压进行滤波。A4输出直流电压的纹波大约为20Vp-p，经A5滤波后纹波大约减少到1Vp-p。经滤波后的直流高压可直接接到速调管。
A5（J1）接到电源处理控制器A2（J3），通过（A5）J1和（A2）J3之间连接，能传输来自和到A2的信号。
高压滤波器模块A5由高压滤波部分、反馈/监测部分和灯丝电源部分组成。
高压滤波器模块A5包含有粗滤波器C1-C4和跟随的由电感L1-L2和电容C5-C6组成的细滤波网络（用于阴极/灯丝）、L4和C15（用于COL3），以及L5和C16（用于COL2）。火花间隙SG1-SG4可保护电感L1、L2、L4和L5，免受高压电弧影响。电流传感器T1、二极管CR1-CR4、电阻R21-R22和齐纳二极管CR15构成高压电弧检波器（A5J1的29/30 HV-ARC的输出送到电源处理控制器A2）。电阻R24上的跨接电压可以自动检测平均的体电流（A5J1的27/28 BODY CURR的输出送到电源处理控制器A2）。
经高压分压器R17、R19得到的束电压监测，由A5J1的21/22（（BEAM VOLT）
输出到电源处理控制器A2。
经高压分压器R18、R20和高压电容C7（20pF）得到束反馈电压。由A5J1的25/26（BEAM FDBK）输出到电源处理控制器A2。
速调管灯丝直流电压是由来自电源处理控制器A2的直流和交流信号产生的。幅度为30VAC到40VAC之间的50KHz方波异相信号被送到A5J1的DRV A和DRV B，加到变压器T2初级线圈的1端和4端。电源处理控制器A2也提供一个约为20VDC的直流电压加到A5J1的CT端，并送到变压器T2的中心头2/3端。变压器T2次级线圈输出的交流信号，经整流和滤波后，送到速调管灯丝E7、E8端子。变压器T2（5端和6端）的输出除被反馈到灯丝电压可调节稳压电路外，也还被送测灯丝电压监测电路。
电容器C13-C14与电阻R31-R32和齐纳二极管CR22-CR23一起可箝制和滤除在高压打火期间高压电缆产生的噪音，以保护高压互锁的输入不过压。
（6）电源处理控制器（Power Processor Controller ）A2
电源处理控制器A2工作原理分析如下：
a） 束电压调节
调节回路工作在平均电流模式。它有两个反馈回路：主电压反馈回路和两个局部电流反馈回路。在工厂设定的电压反馈工作模式下（JP15的1和2相连），两个BUCK电流反馈回路可使BUCK开关电源能像受控电流源一样，为H-桥IGBTs提供幅度恒定的直流电流。
在A2J3（25/26头）上，来自高压滤波器A5的束电压反馈信号，与差分放大器U2的参考电压相比较。U2的输出可作为电流差分放大器U1A和U1B的参考值，并送到PWM控制器U3和U4，以使BUCK开关电源连续变换。MOSFET激励器U5-U6和U39-U40能提供激励信号，通过装在电源处理器A3上的门激励变压器，能为BUCK IGBTs提供激励信号。
H-桥控制器U7工作在固定的占空因数（通过调整R21可到80%），其标称工作频率为100KHz（可调整R78）。MOSFET推动级U10-U13可以通过装在电源处理板上的门激励变压器，以推动H-桥IGBTs。
来自U7-12脚的100KHz同步信号用于产生50KHz的时钟供给灯丝电源HTR P/S（对应于U14-5和U14-6），从用于产生50KHz的同步信号供给交替工作的BUCK开关电源（对应于U9-6和U9-8）。SYNC A和SYNC B用于Buck A和Buck B每间隔半个周期同相转换一次。
b） 灯丝电源（Heater Power Supply）
灯丝电源HTR P/S是一个推挽式开关变换器，变换频率为50KHz，固定能率接近100%。电流通过L1馈送到从稳压电源的直流总线通过L1馈送到A5灯丝变压器T2。MOSFET晶体管Q1、Q2驱动装在高压滤波板上（HV Filter Board）的灯丝变压器T2（HTR XFMR）。来自高压滤波板的HTR灯丝反馈电压与U16-B差分放大器的参考电压相比较，差分放大器的输出可驱动可调节的电压稳压器U41。通过改变馈送到灯丝变压器T2中心头的电压，稳压器U41可控制灯丝电源（HTR P/S）的输出。灯丝电流从跨接在灯丝变压器初级的电阻R88、R89上取样。灯丝电流取样馈送到放大器U19用于监测，馈送到放大器U16-A用于电流抑制。稳压器U41自身有内部电流抑制，残余的可用外部电流抑制电路抑制（见上述）。电流抑制可用于限制灯丝电流浪涌，以及可保护灯丝电源。
与电源处理控制器相关联的门闭锁故障如下：
Buck A过流：来自电源处理器A3 BUCK开关电源输出变压器T5、T7检测电路，送至电源处理控制器A2的门闭锁保护电路，经比较器U18-A推动D触发器U20-A，除供指示器DS1外，并送至U30（CPU）；
Buck B过流：来自电源处理器A3 BUCK开关电源输出变压器T6、T8检测电路，送至电源处理控制器A2的门闭锁保护电路，经比较器U18-B推动D触发器U20-B，除供指示器DS2外，并送至U30（CPU）；
BUS过流（即桥过流Bridge Over Current）：来自电源处理器A3 H-桥输出变压器T9检测电路，送至电源处理控制器A2的门闭锁保护电路，经比较器U18-C推动D触发器U20-C，除供指示器DS3外，并送至U30（CPU）；
+15V电压低：来自A1 PS1电源的+24VDC电压送至电源处理器A2，经+15VDC稳压器输出后送至比较器U18-D推动D触发器U21-D，除供指示器DS4外，并送至U30（CPU）；
加到四重比较器U18的公共参考电压为2.5Vdc。比较器输出达到一个故障条件以下的逻辑低电平，可调整双D触发器U20、U21电路的门闭锁。比较器输出达到一个故障条件以上的逻辑低电平，门闭锁激励指示器（LED发红光DS1-4），这有利于处理故障。任何门闭锁故障都可以立刻关断电源处理器A3。需要复位信号（PP RESET）用来清除任何门闭锁故障。
跳线JP1允许在检测高压电弧时，选择快速电源处理器禁止。这有两种工作模式，电压或电流模式。电压模式是工厂确省模式。电流模式将来会用，但目前从未被选择。
对于电弧检测，电源处理器的切换时间不能大于20ms，允许加到速调管的高压衰减到零伏，从而熄灭电弧。20ms之后，电源重新启动返回到原先的水平，并在25ms内完全修复。
c） 模拟信号监测
被监测的模拟信号如下：
灯丝电流：来自高压滤波器A5灯丝变压器T2初级取样电阻R88、R89的灯丝检测电流，经运放U19，送至U30，做灯丝电流满刻度和偏置校正（满刻度4.096 VDC为10A）；
灯丝电压：来自高压滤波器A5灯丝变压器T2灯丝电压检测信号，送至电源处理控制器A2，经运放U45-A，做灯丝电压满刻度和偏置校正（满刻度4.096 VDC为10V）；
束电流：来自高压变压/整流器A4高压变压器的束电流检测信号，送至电源处理控制器A2，经运放U45-B，送至U30，做束电流满刻度和偏置校正（满刻度4.096 VDC为4A）；
束电压：来自高压滤波器A5束电压取样电路R17、R19束电压检测信号，送至电源处理控制器A2，经运放U45-D，送至U30，做束电压满刻度和偏置校正（满刻度4.096 VDC为12KV）；
体电流：来自高压滤波器A5体电流取样电路R23、R24体电流检测信号, 送至电源处理控制器A2，经运放U45-C，送至U30，整体电流满刻度和偏置校正运（满刻度（4.096 VDC为80mA）；
在满足以上电压或电流满刻度条件之后，模拟信号被馈送到微处理器U30。但必需要用软件做定标和偏置，定标和偏置可在前面板显示器中的工程功能屏“Engineering Functions”上进行。
d） 互锁联动装置
GENIV 2003KHPA有如下几个互锁联动装置：
高压互锁：来自高压滤波器A5E13、E14的高压互锁检测信号，送至电源处理控制器A2的光电耦合器IS02送至U30，然后再送至或非门U24-C,经与门U25B.C.D,送至（PWM）U3、U4、U7，经逻辑判断后，决定是否关断电源处理器A3BUCK开关电源和BUS H-桥的门激励；
盖互锁：盖互锁故障可以不用，直接短接J5-23和J5-24，盖互锁检测信号，送至电源处理控制器A2的光电耦合器IS01送至U30，然后再送至或非门U24-C,经与门U25B.C.D,送至U3、U4、U7，经逻辑判断后，决定是否关断电源处理器A3BUCK开关电源和BUS H-桥的门激励；
CAN互锁1和CAN互锁2：CAN互锁1和CAN互锁2检测信号送至或非门U24-D，经与门U25-B送至U25-C.D，再送至U3、U4、U7，经逻辑判断后，决定是否关断电源处理器A3 BUCK开关电源和BUS H-桥的门激励；
互锁装置失锁会导致产生一个故障条件，并通过逻辑门电路立刻关断电源处理器A3。
e） 系统状态信号
如下系统状态信号来源于电源处理控制器A2：
K1状态（分步启动继电器K1）：交流接触器K1的逻辑低电平送至反相器U22-A和开关管Q12进行电平转换后送至CPU，以显示分步启动继电器K1的工作状态；
K2状态（分步启动继电器K2）：交流接触器K2的逻辑低电平送至反相器U22-B和开关管Q13进行电平转换后送至CPU，以显示分步启动继电器K2的工作状态；
风机故障：来自电源风机B1电路的风机故障信号，送至反相器U22-C进行电平转换后送至CPU，以显示风机B1的工作状态；
缺相故障：来自缺相检测电路A7的缺相故障信号，送至反相器U23-A.B进行电平转换后送至CPU，以显示三相交流输入电源的工作状态；
交流故障：来自A1 PS1的24VDC检测信号，送至反相器U23-C.D进行电平转换后送至CPU，以显示+24VDC电源的工作状态；
系统状态故障被馈送到微处理器U30，通过软件会影响电源系统的工作。状态改变到控制器响应之间的延时时间为几毫秒。
f） 系统激励信号
如下系统激励信号产生于电源处理控制器A2,通过系统连接线，系统激励信号被送到它们各自的目的地。
K1激励（分步启动继电器K1）：来自A2（CPU）U30的K1 DRV逻辑高电平经反相器U47-A.B送至指示器DS5，然后由开关管Q4、继电器K1组成的分步启动电路为交流接触器K1提供0-24VDC的驱动电压；
K2激励（分步启动继电器K2）：来自A2（CPU）U30的K1 DRV逻辑高电平经反相器U47-C.D送至指示器DS6，然后由开关管Q5、继电器K2组成的分步启动电路为交流接触器K2提供0-24VDC的驱动电压；
风机复位（BLOWER RESET）：来自A2（CPU）U30的风机复位逻辑高电平经反相器U22-E送至指示器DS8，然后由开关管Q5为电源风机B1提供风机复位驱动信号；
PFC ON（功率因数校正/开启功能）：国际电工委员会IEC61000-3-2标准，对用电设备输入电流的谐波含量作了严格的限制，因此必须在用电设备的输入端加入一级功率因数校正（Power Factor Correction，PFC）装置，以提高输入端的功率因数。GENⅣ2003KHPA电源系统目前没使用PFC，未来使用；
PFC RESET（功率因数校正/复位功能，未来使用）；
篇6
【关键词】直流变换器 状态空间平均法 模型优化
一、引言
输入输出不共地三电平Buck直流变换器相对于二电平直流变换器虽具有以下优点：开关管、续流二极管的电压应力减半，滤波电感，滤波电容大大减小，但其拓扑结构决定的输入输出不共地情况，使其应用范围受到限制。而改进型的三电平Buck直流变换器不但能保留上述优点，还能使其输入输出共地。如果能对其准确地建模，无疑是对其分析设计起到关键性作用。本文将对改进型的三电平Buck直流变换器进行建模研究，为直流变换器的设计和分析作一定的基础工作。其方法也可以类推其它类型开关变换器。
二、改进型的三电平Buck直流变换器的工作原理与建模
（一）电路拓扑及工作模态
其工作电路图如图1，和的驱动信号相差。为负载。为分析方便，先作几点假设：、、、均为理想元件；电感、电容也为理想元件；足够大以保证输出电压中的纹波与输出电压的比值小到允许忽略。
（二）建模分析
DC-DC变换器的建模方法较多，这里采用状态空间平均法。因为这种方法是平均法的一阶近似，其物理概念清楚，可利用线性电路和古典控制理论对DC-DC变换器进行稳态和小信号分析。在建模之前作三点假设：1交流小信号的频率应远远小于开关频率（低频假设）；2变换器的转折频率远远小于开关频率（小纹波假设）；3电路中各变量的交流分量的幅值远远小于相应的直流分量（小信号假设）。在实际的DC-DC变换器中，开关频率较高，很易满足以上三点假设条件。在三点假设的前提条件下，忽略开关频率及其边频带，开关频率谐波与其边带，引入开关周期平均算子
是变换器中某电量，这里指、和、，为开关周期，。对电量进行开关周期平均运算后，占空比可划分为两个区域：和。下面就以为例，来用状态空间平均法建立电感电流连续模式下的数学模型。其、的驱动信号图如图3。下面对一个开关周期分析其工作过程。
在时，开关管、导通，二极管、截止，电压源给电感充磁。电路工作在模态1，该模态在整个工作周期内运行时间为，其中为开关周期，，两端的电压为，电容为，得到如下状态方程：
在时，开关管关断，仍旧导通，导通，截止，放电，电感释放磁场能，电路工作在模态2，该模态在整个工作周期内运行时间为 ，汇总后进而可求得从输入到输出的传递函数为：
对的建模分析和的分析类似。
（三）实验结果
已知直流变换器的传递函数，按照自动控制原理的相关知识，可以设计出相应的调节器。为保证闭环系统有一定的相位裕量和增益裕量，采用有源的超前滞后补偿网络对系统进行校正。其阶跃响应曲线为图4， A、B两点电压曲线为图5。
四、结论
本文在分析了CCM（电流连续模式continuous current mode）模式下改进型TL Buck变换器的工作原理后，利用状态空间平均法建立了其数学模型，并按照其数学模型组建了闭环控制系统，实验结果表明其数学模型具有一定的合理性。此方法对直流开关电源的设计具有一定的指导意义。
参考文献：
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篇7
（1.中国船舶重工集团公司第七四研究所，上海200031；2.国电南瑞科技股份有限公司，江苏南京211106）
摘要：针对光伏发电系统中的两级式并网逆变器，采用了一种新型的分时复合控制策略。首先详细分析了分时复合控制策略的基本工作原理，该方法可以使得前后两级电路交替进行高频开关工作，从而有利于减小损耗；在此基础上，对分时复合控制策略下的入网电流控制环路进行小信号建模，并给出了相应的控制环路参数设计，以保证具有良好的稳态和动态性能；最后搭建了一台1 kW实验样机并进行实验验证。实验结果表明所采用分时复合控制策略的可行性和有效性。
关键词 ：两级式；并网逆变器；分时复合控制；电流控制
中图分类号：TN710?34 文献标识码：A 文章编号：1004?373X（2015）15?0112?05
收稿日期：2015?03?12
0 引言
近年来，环境污染和能源短缺问题日益严重，可再生清洁能源的开发与利用得到越来越多的关注，太阳能由于其分布广泛、方便直接利用等特点得到广泛应用[1]。根据光伏发电系统与电网的关系，光伏发电系统可分为离网型和并网型两类[2]。在并网型光伏发电系统中，并网逆变器作为能量变换的核心部分，对于入网电流质量、变换效率、系统成本以及安全性能等方面都具有重要的影响。在中、小功率等级系统中，两级式并网逆变器以其拓扑简单、效率高及造价低等优势而被广泛应用[3]。
就两级式并网逆变器的控制而言，目前常见的控制策略主要有传统型控制[4]和新型PCS（Power Conditioning System）控制[5]等。文献[4]详述了传统型控制策略，其中前级实现最大功率点跟踪（Maximum Power Point Tracking，MPPT），后级实现并网电流控制。该控制方案通过母线电容实现前后两级的控制解耦[5]，但较大的母线电容会增加系统的体积和重量。文献[6]提出了一种新型PCS控制策略，该控制策略通过后级实现MPPT，不需要采样光伏阵列的输出电压和电流，可以简化采样电路，但其控制系统较为复杂。文献[7]针对两级式并网逆变器提出了一种分时复合的控制策略，即在任意时刻，系统中开关管仅只有一部分进行高频开关工作，另一部分处于工频开关或者不工作的状态。这种控制方法可以在一定程度上减小开关器件的损耗，有利于提高系统的整体效率。
为了实现光伏并网逆变系统高效运行，本文采用新型分时复合控制策略。文中详细分析了分时复合控制策略的工作原理，并对该控制策略下的入网电流控制环路进行了详细的建模分析与环路设计，最后通过一台1 kW 原理样机进行实验验证。实验结果表明，采用分时复合控制策略可以有效地实现并网电流的控制并提高并网逆变系统的效率。
1 分时复合控制策略原理
1.1 系统结构
图1所示为分时复合控制并网逆变器拓扑结构图，其由前级Boost斩波电路和后级全桥逆变电路两部分构成。其中：Lb，Qc 和Dc 构成Boost电路；Q1~Q4 构成全桥逆变电路；Cdc 为中间母线电容；Lf 为并网滤波电感；Db为旁路二极管。
1.2 分时复合控制工作原理
根据输入直流电压Vin与网侧电压绝对值| vAC |之间的关系，系统可以工作在“Boost”和“Buck”两种模式。当Vin < | vAC |时，系统工作在“Boost”模式，输入电压先经前级Boost电路斩波得到母线电压；当Vin < | vAC |时，系统工作在“Buck”模式，此时前级Boost电路被Db 旁路，光伏阵列功率直接经过Db 向后级传输。图2给出了两种工作模式下各功率管的门极驱动波形[8?9]及对应网侧电压波形。
（1）“Buck”工作模式
当Vin> | vAC |时，系统工作在“Buck”模式，前级Boost电路被Db 旁路，光伏阵列功率直接经过Db 向后级传输。同时，后级全桥逆变电路采用单极性SPWM调制方式，调制出图2中AB 和CD 两段并网电流波形，其中功率管Q1（Q3）工作在工频开关状态、Q2（Q4）工作在高频开关状态，具体而言，即在电网电压vAC 的正半周，功率管Q1 保持导通、Q2（Q3）保持关断、Q4 高频开关；相反地，在电网电压vAC的负半周，功率管Q3保持导通、Q1（Q4）保持关断、Q2高频开关。与传统控制方法相比，在此阶段内前级Boost电路的开关和导通损耗均不复存在，前级电路仅有旁路二极管Db 的导通损耗，从而有利于系统效率的提高。
（2）“Boost”工作模式
当Vin< | vAC |时，系统工作在“Boost”模式，前级Boost电路中功率管Qc工作在高频开关状态，并调制产生图2中BC 段的并网电流波形；同时，后级全桥逆变电路中功率管Q1~Q4均工作在工频开关状态。具体而言，即在电网电压vAC的正半周，功率管Q1（Q4）保持导通、Q2（Q3）保持关断；相反地，在电网电压vAC 的负半周，功率管Q2（Q3）保持导通、Q1（Q4）保持关断。因此，在“Boost”工作模式下，仅有Qc在高频开关，从而可以极大地降低整个系统的开关损耗、提高系统效率。
由上述分析可知，相较于传统控制方法而言，本文所采用的分时复合控制方法，可以使得前后两级电路交替进行高频工作，从而有利于减小开关损耗；同时，在“Boost”模式下前级电路的输出电压为部分正弦波，即不需要很大容量的母线电容来保证母线电压的恒定，因此可以采用体积较小的薄膜电容代替电解电容。
2 分时复合控制策略下的并网电流控制
2.1 “Buck”工作模式环路分析与设计
在“Buck”工作模式下，不考虑Db 时，图1所示系统在一个开关周期内的等效电路如图3所示，其中后级逆变电路采用单极性SPWM调制。
根据图3所示等效电路，采用状态空间平面法列写其状态方程，同时利用拉普拉斯变换，可以得到d(s) 到iLf(s) 的传递函数：
求解式（1）中分子对应的方程可以得到两个实部为正数的根，即存在两个右半平面零点，此时系统为非最小相位系统。
若考虑Db，则系统在一个开关周期内的等效电路如图4所示，同样列写状态平均方程，可以得到此时d(s) 到iLf(s) 的传递函数为：
由式（2）可知，此时系统为一阶系统。因此，在“Buck”工作模式下，跨接的旁路二极管不仅可以减小损耗，还可以显著简化系统补偿环节的设计。
图5给出了“Buck”工作模式下的电流环控制框图。其中：Gbuckc (s) 为电流环补偿环节；GPWM = 1 Vm 为PWM环节传递函数；Gbuck (s) 为式（2）所示的系统传递函数。同时，考虑到信号采样存在且SPWM 调制存在滞后，故需要增加相应的惯性环节。
按照典型I型系统设计补偿环节，取Tli = Lf R2，则可抵消传递函数的极点，增大系统相位裕度、提高系统稳定性。由此可得系统的开环传递函数：
由式（3）可求得闭环传递函数为：
根据二阶系统最佳整定法[10]，选取系统阻尼比ζ =0.707，可以得到：
从而得到简化后的电流环闭环传递函数为：
式（6）表明，将“Buck”模式下的电流环按照典型I型系统设计之后，其闭环传递函数可以近似为一个惯性环节，即当开关频率fs 足够高时，所对应惯性Ts 越小，系统动态响应越快。
2.2 “Boost”工作模式环路分析与设计
“Boost”工作模式下系统在一个开关周期内的等效电路如图6所示，同理可以得到d(s) 到iLf(s) 的传递函数，见式（7）：
由式（7）可以看出，系统存在一个右半平面零点，且右半平面零点的位置取决于Boost部分功率管Qc 的占空比D、母线电容电压Vc 及Boost电感电流iLb。由于D，Vc，iLb 均取决于正弦半波的角度θ，并且系统的右半平面零点随θ增大向低频方向移动；同时，系统幅频特性存在谐振现象，并且随着θ增大，谐振峰向低频方向移动，故补偿环节不易设计。
针对上述直接电流控制方法存在的缺点，本文采用一种间接电流控制方法，即通过控制Boost输入电流iLb(t) 即可间接控制并网电流iLf(t)，则得到d（s）到iLb(s) 的传递函数为：
由式（8）可以看出，在“Boost”工作模式下，采用间接电流控制方法时，系统传递函数不存在右半平面零点，从而有利于系统补偿环节的设计。
图7给出了“Boost”工作模式下的电流环控制框图，其中，Gboostc(s)为电流环补偿环节，选用PI 调节器，Gboostc (s) =K2p + K2i s，K2i = K2p T2i；GPWM = 1 Vm 表示PWM 环节传递函数，Vm 为三角载波的幅值；Gboost (s) 为“Boost”工作模式系统传递函数：
补偿前，系统在fp0 = 6.19 Hz 处存在一个极点，在fp1,2 = 1 kHz附近存在一对共轭极点。为了防止由共轭极点引起的谐振峰多次穿越0 dB 线导致系统不稳定，选取截止频率fc = 2.5 kHz，并且满足：
同时，将补偿环节的零点fzc 放置在原系统的低频极点处，以保证系统以-20 dB/dec穿越0 dB线：
补偿前后的开环传递函数如图8所示，补偿后系统的直流增益较高，故系统的稳态误差较小；开环传递函数的截止频率为2.5 kHz，系统相角裕度为43°；高频段以-40 dB/dec斜率下降，故系统抗高频干扰能力强。由上述分析可知，经过补偿后，“Boost”模式的电流环具有良好的动态和稳态性能。
3 实验分析
为验证以上分析，搭建了1 kW并网逆变器样机，进行了实验研究，具体电路参数如表1所示。
图9~图11分别给出了分时复合控制下的各功率管驱动波形、Boost 电感电流波形iLb、母线电容电压波形Vbus 以及逆变桥臂中点电压波形VAB。由图中实验波形可以看出，系统工作于“Boost”模式时，并网电流由Boost部分高频斩波生成，并且桥臂间电压和母线电容电压分别为并网电压及其绝对值；系统工作于“Buck”模式时，后级全桥电路进行单极性SPWM 调制，输入侧能量由Boost部分的旁路二极管向网侧传输。因此，对应Boost电感电流值为0，母线电容电压即为逆变系统输入电压150 V，桥臂间电压为高频切换的矩形波。
图12所示为分时复合控制下的逆变器并网电压和并网电流实验波形。由图中波形可以看出，并网电流ig和电网电压vg 能够保持相位一致，并网质量良好；同时，“Buck”和“Boost”两种工作模式平滑切换，在切换点处并网电流振荡幅度较小。
上述实验波形与理论分析结果一致，表明了本文分时复合控制策略的可行性和有效性。
在输入电压为150 V时，逆变器效率随并网功率变化的曲线如图13所示。作为对比，图13中同时给出了传统控制方式下效率曲线。由图中结果可知，在分时复合控制策略下，逆变器在整个负载范围内达到了较高的效率，最高效率约为96.8%，且整体效率优于传统控制方式。
4 结论
详细分析了一种应用于两级式并网逆变器的新型分时复合控制策略，理论分析和实验结果表明：分时复合控制下前后两级电路交替进行高频工作，从而有利于减小开关损耗；母线电压不需要稳压，可以有效减小母线电容；“Boost”和“Buck”两种工作模式之间可以自由平滑切换，并网电流质量良好；分时复合控制下系统可以获得较高的效率，且整体效率优于传统控制方式。
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篇8
关键词:有源功率因数校正;交流斩波;Matlab仿真;整流桥
中图分类号:TJ8.323;TN710文献标识码:A
文章编号:1004-373X(2009)20-014-03
Simulation Research of AC Chopper PFC Circuit Based on Matlab
FANG Jianhua,YAN Jianjun
(Zhejiang Institute of Mechanical and Electrical Engineering,Hangzhou,310053,China)
Abstract: To improve the conventional power factor correction circuit,a new type of single-phase AC chopper-type power factor correction circuit topology is proposed,so that the bridge rectifier switch at the exchange side,the program can help to enhance the harmonic suppression circuit and power factor correction ability,unity power factor can be realized,the circuit of electromagnetic compatibility is enhanced andthe conduction loss of the circuit is reduced.Simulation results show that the power factor up to 0.997,simulation results show feasibility of the program and correctness of theoretical analysis.
Keywords:APFC;AC chopper;Matlab simulation;bridge rectifier
0 引 言
大量电力电子装置和非线性负载的广泛应用,使得电力系统电压及电流波形发生畸变,产生了大量的谐波,导致电源输入功率因数降低,对电网环境造成严重的污染,使用电设备所处环境恶化,也对周围的通信系统和公共电网以外的设备带来危害。为了改善电网环境,必须了解产生谐波污染的原因,并对谐波进行有效的抑制,进行功率因数校正。为了提高供电线路功率因数,保护用电设备,世界上许多国家和相关国际组织制定出相应的技术标准,以限制谐波电流含量。如:IEC555-2,IEC61000-3-2,EN60555-2等标准,规定允许产生的最大谐波电流。我国于1994年也颁布了《电能质量公用电网谐波》标准(GB/T14549-93)。因此,功率因数校正(PFC)技术便成为电力电子研究的热点[1]。
1 谐波的抑制与功率因数校正方法
解决电力电子装置和其他谐波源的污染问题主要有两种方法:一是采用无源滤波或有源滤波电路来旁路或滤除谐波;二是对电力电子装置本身进行改造,使其补偿所产生的谐波,采用功率校正电路,使其具有功率因数校正功能。
功率因数校正(PFC)技术主要为无源PFC和有源APFC。无源PFC是采用无源元件来改善功率因数,减小电流谐波的,方法简单但电路庞大笨重,有些场合无法适用,且功率因数一般能达到0.90。有源APFC是将一个变换器串入整流滤波电路与DC/DC变换器之间,通过特殊的控制,强迫输入电流跟随输入电压,使得输入电流波形接近于正弦波,并且与输入电压同相位,提高功率因数,使其达到功率因数为1的目标。反馈输出电压使之稳定,从而使DC/DC变换器的输入事先预稳,该方法设计易优化,性能进一步提高,因此应用广泛[2]。
2 传统功率因数校正电路的结构及其缺点
基于PFC的拓扑电路的研究现在已经非常成熟,而且得到了十分广泛的应用,使用得最多的是升压斩波(Boost)和降压斩波(Buck)电路[3]。传统的单相功率因数校正电路的结构如图1所示。
其中,Boost拓扑电路由于结构简单和成本低廉而最为流行,电路中交流电源通过专用整流桥转换成直流,后经过Boost PFC电路输出,该方法具有较好的控制效果,在中小功率电源中应用较为广泛[4]。但其也存在一些缺点:
(1) 任何时刻都有三个半导体器件导通,随着功率的提高,整流桥上消耗的功率也会随之增加,从而提高了电源的发热损失,降低了电源效率;
(2) 该Boost电路有很高的开关频率,增大了电路的开关损耗;
(3) 直流侧的二极管降低了直流电压,增加了电路功耗和不稳定性。
应用这里所提出的交流斩波功率因数校正电路,可以解决传统校正电路中存在的以上问题[5]。
图1 传统的单相功率因数校正电路
3 交流斩波功率因数校正器的基本电路和工作原理
3.1 Boost型交流斩波功率因数校正电路
Boost型交流斩波功率因数校正电路的基本结构如图2所示。
图2 Boost型交流斩波功率因数校正电路
Q为双向开关管。当开关管导通时,输入电流通过电感和开关管,电感储能,同时直流侧滤波电容给负载供电;当开关管断开时,输入电流经过电感和整流二极管到达负载端,电感储能和交流电源同时给负载和电容供电。
可以看出,与传统的功率因数校正电路相比较,具有以下优点:当开关管导通时,主回路电流不经过整流桥的二极管,减小了功率损耗;传统电路中的快速恢复二极管VD在交流斩波功率因数校正电路中也不存在了,减小了功率损耗,提高了系统的工作可靠性。
该电路相当于两个Boost电路的并联,在克服传统Boost PFC电路缺点的同时,保留了升压电路的优点。该方法的优点在于:
(1) 增强了传统PFC电路的谐波抑制和功率因数校正能力,可实现单位功率因数;
(2) 交流侧的电感增强了电路的电磁兼容性;
(3) 降低了电路的传导损失,任何时刻都只有两个半导体器件导通;
(4) 通过开关管M1和M2的额定电流较小。
3.2 Buck型交流斩波功率因数校正电路
图3所示的为Buck功率因数校正电路的基本结构,Q为双向开关管。当开关管断开时,输入电流通过电感、电容和开关管,电容C1储能。
图3 buck型交流斩波功率因数校正电路
当开关管导通时,此时输入电流经过整流二极管到达负载端,电容储能和交流电源同时给负载和电容供电。可以看出,Buck型交流斩波功率因数校正电路中,当开关管断开,主回路电流不经过整流桥的二极管,可达到减小功率损耗的目的[6,7]。
4 仿真分析
Simulink软件是Matlab软件包的扩展,专门用于动态系统的仿真,具有很强的动态系统仿真能力,仿真速度较快,特别是基于Simulink Power System 工具箱进行功率因数校正电路的仿真,有两个优点:
(1) 基于器件模型,可以仿真器件参数变化对系统的影响;
(2) 仿真模型复杂,精度较高。可以将计算机仿真技术运用到PFC装置的分析和设计中[8]。
以Boost 型为例,对文中所提出的交流斩波功率因数校正电路进行仿真分析。功率因数校正电路采用输入电流断续工作模式的峰值电流控制,仿真参数:uin=311sin ωt,L= 0.7 mH,输出功率P= 500 W,uout=300 V。按图4模型建模,仿真波形如图5、图6所示。其中,图5为输入电压、电流的波形,图6为输出电压的波形[9,10]。
从图5可以看出,输入电压和输入电流进入稳态后,输入电压和输入电流相位几乎一致,输入电流也几乎是正弦波。整个仿真时间段内的功率因数约为0.997。
从图6可看出,输出电压随着仿真时间的进行,逐渐趋于稳定状态,输出电压在300 V上下波动,符合电路设计要求。
图4 Boost型交流斩波功率因数校正电路Simulink模型图
图5 输入电压和输入电流的波形
图6 输出电压的波形
5 结 语
这里讨论了应用较为成熟的单相Boost PFC电路的不足,介绍一种新型单相交流斩波功率因数校正电路,分析了其工作原理,并给出了仿真波形。结果表明,输入电流具有很高的品质因数,基本为标准的正弦波形,与输入电压相位相近,实现了高功率因数。与传统的电路相比,能减少系统的功耗,提高系统工作的可靠性,而取得相同的控制效果。仿真结果验证了方案的可行性。方案中的交流斩波电路除了采用Boost型和Buck型外,也可采用其他的功率变换电路。
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篇9
buck-boost变换器在半导体照明控制中应用广泛。本文对其工作模式特性等方面作了探讨，采用OCC（One-Cycle-Control）多环控制技术，通过环路误差放大及电压补偿等工程整定设计，创建了一种降压/升压型大功率高效驱动新系统。与传统同类设计相比，系统动态性能更好（如功率因数、速度响应等），消除了稳态误差，对外界环境的变化适应性强。
【关键词】Buck-Boost 半导体照明 OCC多环控制 高效
Buck-Boost变换器又称降压/升压变换器，如图1所示。由开关管Q、电感L、二极管D以及输出电容C等构成。其基本思想是在Buck变换器后面串接一个Boost变换器，在应用中克服了单一的Boost或 Buck只可降压或者升压的缺点，解决了Buck驱动器输入电流在电源电压较低时有“驱动死角”的毛病，目前降压/升压变换器在LED驱动控制系统中应用广泛。本文针对Buck-Boost型变换器工作特性，采用OCC多环控制技术， 创建了一种新型大功率LED驱动系统。
1 多环控制Buck-Boost型LED照明驱动基本工作原理
多环控制Buck-Boost型LED照明驱动如图2所示，在传统的OCC控制策略的基础上，增加了一个由电压微分器、增益Kc及加法器等组成的网络，使用了OCC控制的Kb、Ka两条环路，即多环控制技术。
如图2所示，交流电压电流分别为ur，ir，经过二极管整流后得到电压uin，开关管Q受RS触发器控制，当开关管导通时，输出电压 u0经过采样得到一个电压信号Kbu0，与参考电压信号uref同输送入误差放大器，得到的误差信号ue经过电压补偿产生信号ucp，随后输送到比较器的反相端，电压信号uD经过采样得到信号KauD给加法器，加法器的另一个输入信号是来自输出电压经过微分器与增益 Kc后的电压信号Kcuvd，加法器的输出端接到带复位开关的积分器，积分器的输出uint进入比较器的同相端，当积分电压信号uint大于补偿后的电压信号ucp后，比较器反相输出高电平，RS触发器复位，同相端输出低电平，开关管断开，反相端输出高电平，复位积分器复位清零，等到下一个时钟脉冲到来，开关管再次导通。
2 仿真分析
为了验证创建的多环控制策略Buck-Boost型LED照明驱动器的合理性、有效性，运用MATLAB中Simulink、SimPowerSystems工具，分别建立Buck-Boost型驱动变换器的主电路模型与多环控制模型，以输入、输出端口同名的形式连接，如图3、4所示。主要电路参数有：输入电压：90～270V（额定220V），输出电压：40V，开关频率：100kHz
结合图3，4进行整个LED驱动系统的仿真，在仿真设置中解法器采用ode23tb（stiff/TR-BDF2）算法，并且设为变步长，最大步长为1e-6s，相对精度设置为1e-3。输入电压和输入电流波形共同输入scope1，如图5所示。从图中波形可看出，输入电流很好地跟踪输入电压，并且输入电流与输入电压畸变很小。可见整个LED驱动系统相对于电网而言呈纯阻性，整个系统功率因数很大，系统利用效率高，达到了设计目的。
为了验证系统改进策略的抗输入干扰能力，分别在系统输入电压端叠加10V、100Hz正弦信号和 12V、25Hz方波信号，再观察输出电压的波形。如图6和图7所示，可见输入电压的变化对输出电压波形基本上没有影响，系统的动态性能很好，显示了OCC改进策略具有很好的抗输入干扰能力。
3 小结
本文对Buck-Boost变换器工作模式特性作了探讨，采用OCC多环控制技术，增加了电压微分器、增益 及加法器等控制网络，创建了一种降压/升压型大功率高效驱动新系统。随后运用MATLAB仿真分析，得知本系统驱动与传统设计相比，其功率因数、速度响应，系统稳定等性能得到提高，能较强地适应外界环境的变化。
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作者简介
徐仁伯（1972-），男，工学研究生学历。高级工程师。主要研究方向为半导体器件（如LED，OLED等）及其大屏显示驱动与芯片设计。
作者单位
1.湖南信息学院电子系 湖南省长沙市410083
篇10
【关键词】高增益；Buck-Boost变换器；DC-DC变换器；电压应力
由于电力电子技术的飞速发展，电力供给系统也有了其很大的发展空间，同时，功率半导体开关器件的研究也得到了长足进步。DC-DC、AC-DC等电能变换技术在用户和电网之间有着十分良好的缓冲匹配作用。DC-DC变换器是一种将直流电变换为其他一种形式的直流电技术，如Boost变换器、Buck变换器、Buck-Boost变换器等一系列不同功能的变换器。
自90年代后期开始，美国、欧洲等国家就已经纷纷禁止了没有谐波抑制及功率因数改善功能的供电系统设备进入本国市场，而且对高次谐波电流、功率因数制定了明确而详细的国际标准，从而使世界各个国家对其电源电力的开发研究单位和机构都投入了庞大的人力、物力，很快这就形成了电源系统研究中的一个新的领域。由于电源给电子设备提供它所必须的能量，因此这就决定了电源在电子设备中的地位极其重要这一事实。如果电子设备要获得很好的工作可靠度，那就必须要有高质量保障的电源设备，因此，导致电子设备对其电源的安全性，可靠性，技术指标的要求也日益提高。对于线性稳压电源而言，开关稳压电源的优点相对更能满足当今电子设备的各项要求。
近年来，软开关技术在电力电子变换器中得到了广泛的研究和关注。同时，能源需求日益增加并且传统的化石能源所引起的环境问题也日趋严重，因此人们开始关注新型能源的发展和利用。那些可再生能源的发电技术，引起了全球各界的广泛关注。然而这些新能源发电系统中，一般需要将较低的电压（大约30-48V）转换为较高的电压（大约300-400V）输出，从而来满足用电设备或发电等用户的需求。对DC-DC变换器的输入电压范围也提出了更高的要求[1]。开关DC-DC变换器的宽输入电压范围特性是通过调节开关管的占空比来实现[2]。要能使传统的开关DC-DC变换器可以在一个较宽的输入电压范围内保持恒定的输出电压，则需要使占空比能在较大范围变化，从而会导致控制器设计复杂、系统稳定性较差等一系列问题。
1.开关电源发展现状
如今，各国的研究课题方向主要集中在DC-DC开关变换器系统的建模及控制、拓扑结构的建立、开关器的实际应用开发、软开关技术、降低设备的体积重量以及测试抗电磁干扰等。但是，在DC-DC开关变换系统器的建模及控制等一系列方向还没有公认成套的方法，说明其理论方向上还存在较多明显的不完善性。
目前，开关电源的抗干扰技术和防止电网系统的各项污染技术也早已引起各国专家们的密切关注。在本世纪，分布式的电源系统组成将着重于“电力电子的封装技术”、“系统的集成"等领域。而现今新能在低压工作、降压很小的器件也已经开始陆续地进入了市场，有可以得到低压输出为1V和功率低至10mV的开关电源，并且其功率密度达每立方厘米5-6W，这样便为小型化装置微型化提供了有利条件。同时，还可以采用软开关技术，可以使小功率开关的电源效率达到90%甚至更高，大功率电源可以达到95%以上。外形也可以做的更加轻薄、短小。总而言之，电源早已不再是又笨又重的旧型设备了，取而代之的是灵巧便捷、智能高效的新型装置。虽然这几年我国的开关电源技术也有了很快很大的的进步，同时理论研究和实际生产应用也已初具规模，但是国内的开关电源市场还需要进一步大力开拓，而相控电源是在我国现有的电源中占有市场份额较大的一种。因此，必须应用软开关技术的电源取代其他各类的相控电源。对于当今的开关电源功率交换技术的发展趋势，总体可以概括为四类：高效率、高频率、零污染以及模块化。
2.变换器概述
DC-DC变换器是属于电子学功率的范畴，它涉及到控制理论、电力电子和电机学等多个学科，从70年代起发展至今，和这类变换器相关的理论研究和实际器件的开发也有了长足的进步与发展。
在电力电子设备领域，我们把整流器称为一次电源，而把DC-DC变换器称为二次电源。此外按照其输入与输出之间是否有电气隔离之分，开关型的DC-DC变换器可分为有电气隔离的隔离型DC-DC变换器与无电气隔离的非隔离型DC-DC变换器。按照其能量的传递方向不同，DC-DC变换器又可分为电源只可向负载供电的单向与电源可向负载供电、负载也可向电源供电的双向两种。另外，按按照其开关器件的控制方式不同，开关型DC-DC变换器还可分为自激式变换器与他控式变换器。同时按照开关器件的开通条件不同，开关型DC-DC变换器也可分为软开关(soft switching)和硬开关(hard switching)这两种。
传统Boost电路只有一个可以控制的功率开关管，因为其结构简洁、效率较高等优点而得到了较为广泛的应用[3]。但是当变换器前端的燃料电池、太阳能等直流源的电压较低，而同时又需要输出很高的电压时候，功率开关管可能会经受很大的电压、电流应力，同时输入电压越低，其开关的导通占空比也就会越大，甚至可能接近于1的临界状态，如此之大的占空比将直接导致系统效率的降低，此外由于实际中开关等器件的条件限制，开关的频率也将不能进一步的提高。
此外，我们也了解到软开关技术具有多项较为突出优点，其主要可以总结为以下几点[4]：(1)通过软开关技术能非常有效的降低开关管的导通和关断时所候产生的损耗，而从提高变换器的工作效率；(2)在开关管导通和关断损耗降低的同时，还可以提高其工作的频率，这样不但可以加快变换器的动态响应速度，还可以再次提高变换器的功率密度；(3)另外，软开关技术也可以切实有效的降低变换器的电磁干扰，从而提高变换器的环境适应能力。
3.新型高增益关Boost变换器
新型拓扑如图1所示，该拓扑采用输入端的并联方式，这样可以有效减小开关管的电流应力，输出端则是采用两个储能电容C1和C2的准串联结构方式，既能降低开关电压的应力又能减小其输出电压的纹波，这里的储能电容准串联结构方式指的是两个电容并没直接的串联，而是在输出端起到了串联的作用。为了便于分析其工作原理，我们要做以下几点假设：(1)所有的开关管、二极管都是理想器件（导通和关断时间为零），并且关断时的电阻为无穷大，导通时的压降为零；(2)所有的电感及电容均为理想器件；(3)同时，输出的电容足够大（可近似看为无穷大），稳态时的直流输出电压为恒定值，并且纹波电压忽略不计；(4)电感电流一直都处于连续工作的状态。
这种新型的高增益关Boost升压变换器，与传统的单Boost或者关Boost变换器（如交错并联和三电平Boost变换器等）相比，具有以下明显的优势：(1)在相同占空比的情况之下，电压增益提高很大，最高可以为传统的关变换器的3倍左右，相当适合用于低电压输入、高电压输出的情形；(2)开关管的电压应力大为减小，十分有利于具有低耐压并且高速度开关器件的电路，从而来降低电路的损耗，达到提高电路的性能的目的；(3)采用交错式控制技术，可以非常有效的减小输入电流纹波及输出电压纹波。
另外，结合电压举升技术中的升压优势以及二次型变换器中宽输入电压范围明显优点的基础之上，构想出一种新型关高增益Boost变换器，这种变换器不但具有直流增益高和输入电流连续的特点，还有可以降低开关管的电压应力的优势，从而以便于选取具有较小的导通电阻的开关管来进一步提高变换器的效率。新型关高增益Boost变换器还具有输入电压范围较宽、输入电流非常连续、效率高等明显优势，它适用于光伏发电系统和燃料电池等新型能源之中。
4.双管Buck-Boost变换器
在光伏发电中，光伏逆变器通常采用的结构是两级式，即前级的DC-DC变换器和后级的DC-AC逆变器组合而成。前级DC-DC变换器主要的两个任务是将光伏电池的输出电压转换成所需的恒定的直流电压；并且要实现光伏电池的最大功率跟踪。后级DC-AC逆变器则是要将前级恒定的直流电压转换成交流电压，并入电网中去。
光伏电池的输出电压不但与输出电流有关，而且还和光照、温度等气候条件有关，变化的范围较宽。图2中所示的是由Buck变换器和Boost变换器级联并简化而得的双管Buck-Boost变换器，它不但拥有升降压的功能，而且还与Buck-Boost、Sepic、Zeta等其他变换器相比，具有无源元件少、开关管电压应力低、以及输入输出极性相同等优势，适用于各种宽输入电压范围的场合[5]。
为了减小消除输入电压扰动对输出电压的影响，我们可以采取输入电压的前馈方法。常见的输入电压前馈方法有以下几种：(1)可以让锯齿波信号的峰值或参考信号随输入电压的变化而相应变化，以便实时的调节占空比；(2)可以根据变换器的直流传输增益的表达式，采样输入电压实时计算的占空比；(3)可以通过变换器的小信号模型而推导相应的实现输入电压对输出电压的传递函数为零的前馈函数式，这个前馈函数的输出信号一样可以用于实时调节占空比。但是考虑到小信号模型是基于某一个直流的工作点，上述的前馈函数因此不适用于输入电压范围比较宽，同时直流工作点也不停变化的场合。
无论是采用何种方法，其输入电压前馈的本质均是从输入电压扰动信号中获取本身所需要补偿的占空比，从而起到抑制扰动信号对其输出电压的影响的作用。同时又考虑到实际中的电路的并不是那么理想化，所以一般采用输入电压前馈和输出电压反馈同时作用，从而来调节输出的电压。如果一旦输入电压发生扰动，它所需要补偿的占空比大部分都是由输入电压前馈所提供的，这样使得其尽可能的减小输出电压反馈调节器本应该需要的补偿量，从而减少调节器的响应时间。
5.新型四开关Buck-Boost变换器
假如提出一种四开关的Buck-Boost变换器，以其作为两级式变换器的前级便可以使得额定输入的电压附近效率最高，然而同时其输出的电压变化范围又较窄，从而可以为后级的优化实现和设计创造很有利的条件。
前级变换器能同时具备Buck与Boost两种工作模式，这样的话便可能让额定输入电压附近的效率达到最高值。同时实现升和降两种状态的基本变换器有Buck-Boost、Sepic、Cuk和Zeta等。其中Buck-Boost和Cuk的输出是反极性的，并且辅助电源和驱动实现起来比较困难；而Sepic、Cuk、Zeta变换器的无源元件很多，不太利于实现高功率的密度。所以综上总结，这几种基本拓扑机构均不适合使用。
Buck和Boost是最基本、最简单的两种变换器，它们输出电压分别低于和高于输入电压。但是额定输入电压附近的效率不是很高，同时因为其输入的范围较宽，所以整体的效率也不会很高。
因为全桥变换器具有拓扑结构简洁并且控制方式简单等众多优点而被广泛的应用在各类电源模块中，因此可以尝试选择如图3所示的变换器。
按照输出电压的调节方式来分类的话，两级式变换器的控制策略可以大致分为以下两种：(1)一级粗调或不调，另一级精调；(2)两级都精调。
针对某些电源模块具有很高的要求，这种方式是一种高效率、高功率密度并且适合输入范围较宽工作的四开关Buck-Boost变换器。提出的这种结构和控制策略可以保证高效率的同时还能实现额定输入附近的效率最高，满足未来各类模块电源高效率以及高功率密度的需求。
6.总结
(1)通过阅读了相应的国内外文献，比较全面地掌握了开关电源的工作原理和电力电子中变换器的国内外发展现状及其在研究与生产中的重要性，从来引入了目前一些Boost及Buck-Boost变换器所存在的一些个比较难以解决的技术性问题。
(2)本文随后分别从新型高增益关Boost变换器、双管Buck-Boost变换器、新型四开关Buck-Boost变换器分析了其各自的特点及其适用范围，并且在理论上提出了一些控制策略。
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