电源控制器范文
时间：2023-04-11 11:15:42
导语：如何才能写好一篇电源控制器，这就需要搜集整理更多的资料和文献，欢迎阅读由公务员之家整理的十篇范文，供你借鉴。
篇1
关键词 模糊控制 逆变电源 PID
中图分类号：TM57 文献标识码：A
1 什么是模糊控制
模糊控制（Fuzzy Control）是从模糊集理论，模糊语言变量和模糊逻辑推理为基础的一种控制方法，它从行为上模仿人的推理和决策过程。该方法首先将操作人员或专家经验编成模糊规则，然后将来自传感器的实时信号模糊化，将模糊化后的信号作为模糊规则的输入，完成模糊推理，将推理后得到的输出量加到执行器上。
2 模糊控制的产生原因和发展
在传统的控制领域里，控制系统动态模式的精确与否是影响控制优劣的最主要关键，系统动态的信息越详细，则越能达到精确控制的目的。然而，对于复杂的系统，由于变量太多，往往难以正确的描述系统的动态，于是工程师便利用各种方法来简化系统动态，以达成控制的目的，但却不尽理想。换言之，传统的控制理论对于明确系统有强而有力的控制能力，但对于过于复杂或难以精确描述的系统，则显得无能为力了。因此便尝试着以模糊数学来处理这些控制问题。
3 模糊控制原理
模糊控制是以模糊集合论、模糊语言变量及模糊逻辑推理为基础的计算机智能控制。
模糊控制的基本原理框图如图1所示。它的核心部分为模糊控制器，如图中点划线框中所示，模糊控制器的控制规律由计算机的程序实现。实现一步模糊控制算法的过程描述如下：微机经中断采样获取被控制量的精确值，然后将此量与给定值比较得到误差信号E，一般选误差信号E作为模糊控制器的一个输入量。把误差信号E的精确量进行模糊化变成模糊量。误差E的模糊量可用相应的模糊语言表示，得到误差E的模糊语言集合的一个子集（是一个模糊矢量），再由和模糊控制规则（模糊算子）根据推理的合成规则进行模糊决策，得到模糊控制量，即 = ？。
模糊控制系统与通常的计算机数字控制系统的主要区别是采用了模糊控制器，模糊控制器是模糊控制系统的核心，一个模糊控制系统性能的优劣，主要取决于模糊控制器的结构，所采用的模糊规则，合成推理算法及模糊决策的方法等因素。
4 模糊控制器的设计思想
模糊控制器最简单的实现方法是将一系列模糊规则离线转化为一个查询表（又称控制表），储存在计算机中供在线控制时使用。这种模糊控制器结构简单，使用方便，是最基本的一种形式。其设计思想是设计其他模糊控制器的基础。
（1）确定模糊控制器的输入变量和输出变量。
（2）归纳和总结模糊控制器的控制规则。
（3）确定模糊化和去模糊化的方法。
（4）选择论域并确定有关参数。
（5）合理选择采样时间。
5 模糊PI控制器的设计
5.1 模糊自适应整定PID控制的原理
在工业生产过程中，许多被控对象随着负荷变化或干扰因素影响，其对象特性参数或结构发生改变。自适应控制运用现代控制理论在线辨识对象特征参数，实时改变其控制策略，使控制系统品质指标保持在最佳范围内，但其控制效果的好坏取决于辨识模型的精确度，这对于复杂系统是非常困难的。因此，在工业生产过程中，大量采用的仍然是PID算法，PID参数的整定方法很多，但大多数都以对象特性为基础。
随之计算机技术的发展，利用人工智能的方法将操作人员的调整经验作为知识存入计算机中，根据现场实际情况，计算机能自动调整PID参数，这样就出现了智能PID控制器。
自适应模糊PID控制器以误差。和误差变化率。c作为输入，可以满足不同时刻的e和ec。对PID参数白整定的要求。利用模糊控制规则在线对PID控制参数进行修改，构成了自适应模糊PID控制器。
PID参数模糊自整定是找出PID三个参数与e和ec之间的模糊关系，在运行中通过不断检测e和ec，根据模糊控制原理来对三个参数进行在线修改，以满足不同e和ec时对控制参数的不同要求，从而使被控对象有良好的动、静态性能。PID参数的整定必须考虑到在不同的时刻三个参数的作用以及相互之间的互连关系。
模糊自整定PID是在PID算法的基础上，通过计算当前系统误差和误差变化率，利用模糊规则进行模糊推理，查询模糊矩阵表进行参数调整。
模糊控制设计的核心是总结工程设计人员的技术知识和实际操作经验，建立适合的模糊规则表，得到针对kp， ki ，二个参数分别整定的模糊控制规则表。
本方案模糊控制器的输入为误差e和误差变化率ec。输出为Kp和Ki，再将2个输入变量e和ec，2个输出变量Kp和Ki的论域均被划分为7个模糊子集：负大（NB）、负中（NM）、负小（NS）、零（Z）、正小（PS）、正中（PM）、正大（PB）。因此可得出各模糊子集的隶属度，根据各模糊子集的隶属度赋值表和各参数模糊控制模型，应用模糊合成推理设计PID参数的模糊矩阵表，查出修正参数代入下式计算：
在线运行过程中，控制系统通过对模糊逻辑规则的结果处理、查表和运算，完成对PID参数的在线自校正。
参考文献
[1] 胡兴柳.400Hz逆变器的数字控制技术研究[C].南京航空航天大学，2004：1-9.
[2] 王兆安，黄俊.电力电子技术[M].机械工业出版社，2000：132-145.
[3] 廉小亲.模糊控制技术[M].中国电力出版社，2003：132-156.
篇2
引言
将基于功率因数控制器的有源功率因数校正（PFC）预调节器应用于分布式电源系统的前端时，能使非线性负载呈现纯电阻性，迫使桥式整流器的输入电流正比于输入电压，并且与线路电压保持同相位，因而线路功率因数几乎达到1。有源PFC预调节器的DC输出电压必须高于AC线路电压的峰值。对于270V的AC最高输入线路电压，PFC升压变换器的DC输出稳定电压通常是385V或400V。基于美国飞兆半导体公司功率因数控制器FAN4810的PFC升压变换器，有着宽输入电压范围和宽输出功率电平，符合IEC1000?3?2规范和UL1950标准，具有超快速PFC响应。本文简要介绍了PFC控制器FAN4810的主要特点，给出了完整的应用电路，重点介绍了利用FAN4810控制器的500WPFC预变换器设计。
图1
1 FAN4810的基本结构及主要特点
FAN4810采用16引脚DIP和16引脚SOIC封装，芯片电路组成框图如图1所示。
FAN4810是一种平均电流、连续升压前沿PFC控制器，其主要特点如下：
1）含有Tri?faultDetectTM功能，符合UL1950安全标准。万一反馈通路失效，反馈脚VFB上电压太高、太低或开路，三故障（Tri?fault）检测电路将终止PFC驱动；
图2
2）压摆率增强的跨导电流误差放大器（IEA），提供超快速PFC响应；
3）内置增益调制器，并且有3个输入，即AC线路电流参考输入IAC、AC线路电压检测输入VRMS和PFC输出电压反馈误差放大器（VEA）输出VEAO，这种3输入增益调制器，对PFC起核心控制作用；
4）带有输出过电压保护（OVP）、输入电压过低（brown?out）保护、VCC欠压锁定（UVLO）、峰值电流限制和软启动功能；5）带开/关PWM时钟输入（脚CLKSD）和同步时钟输出（脚CLKOUT）；
6）VCC启动门限为13V，关闭门限是10.8V，启动电流约200μA，在VCC=15V下的工作电流约5.5mA；
7）栅极驱动电流容量达±1A。
2 应用电路与设计
2.1 应用电路及操作
图2示出了由FAN4810组成的一个500W有源PFC升压变换器电路。
在接通AC线路电源后，当电容C15通过R13和R14被充电到13V时，FAN4810启动。启动时，在PFC开关Q1导通之前，为保证PFC操作，通过二极管D2的电流迅速对C5充电到AC线路电压峰值。当Q1关断时，C5上电压经L1升压至400V。升压电感器L1的辅助绕组及D3，D4，C12，C16和R10，C15组成的全波整流滤波电路，为FAN4810脚VCC提供15V的DC工作电压。Q4，R16和C20等组成软启动电路，FAN4810误差放大器输出VEAO被迫跟随Q4对C20充电。当C20被充电至VREF（7.5V）时，Q4截止。
2.2 设计程序与方法
2.2.1 PFC升压变换器基本参数
图2所示的PFC升压变换器电路主要参数为：
输出功率Po=500W；
最低AC线路电压VMIN=80V；
最高AC线路电压VMAX=264V；
DC输出电压Vo=400V（正常值），最小值Vo(MIN)=300V；
变换效率η=0.93；
开关频率fs=100kHz；
总电流谐波失真THD=5％。
2.2.2 主要电路和元件参数选取
根据PFC变换器的技术条件和FAN4810的电气特性，可以确定主要元件的选取。
2.2.2.1 升压电感器L1电感值的确定
PFC变换器在连续导通模式（CCM）下工作，最大峰值AC线路电流IIN（PK）为
高频电流峰—峰值ΔI可按IIN(PK)的20％来处理，即ΔI=9.5A×20％=1.9A。通过L1的最大电流为
IL(MAX)=IIN(PK)＋ΔI/2=9.5A＋1.9A/2=10.45A
开关占空因数D为
L1的电感值可由式（1）确定。
将相关数据代入式（1）得到L=426μH，可选择420μH（电流容量为10A）。
2.2.2.2 输出电容C5的选择
支持（hold?up）时间tHLD是确定C5容值的主要依据。tHLD是在AC电源中断之后，变换器输出仍然在规定范围的保持时间。其间，C5中储存的能量J=PotHLD，同时还可表示为J=〔CVo2－C〕，由此可得
可选取tHLD=20ms，同时将Po=500W，Vo=400V和Vo(MIN)=300V代入式（2），得C=285.7μF，可选择330μF/450V的高压铝电解电容器。
2.2.2.3 振荡器定时元件R6和C18的选择
FAN4810脚7外部电阻R6和电容C18共同设置振荡器频率fs。
由于fs=100kHz，若选择C18=470pF，R6的阻值为41.75kΩ，可选取41.2kΩ。
2.2.2.4 增益调制器输入电路元件的选择
增益调制器在脚2（IAC）上的输入电流由电阻R1(R1A＋R1B)来编程。R1可利用式（4）确定。
式中：GMAX=2，是增益调制器最大增益；
RMO=3.6kΩ，是增益调制器输出电阻；
VGMO(MAX)=0.75V，是增益乘法器最大输出电压。
又VMIN=80V，据此可得R1=1.06MΩ，可采用两只453kΩ的电阻串联而成，功耗均为（1/8）W。
R2(R2A＋R2B)和R3与R4组成电阻分压器，同时R2，R3，R4和C3，C2组成两级低通滤波器。为使增益调制器在低AC线路电压VMIN下有一个最大增益，电阻分压比必须给出一个1?1V的平均DC电压施加到FAN4810的脚4（VRMS）。平均线路电压VAV为
通常R2＋R3取1MΩ左右。若取R2(R2A＋R2B)=R1=2×453kΩ=906kΩ，则R3的数值可选取100kΩ。
由于FAN4810脚4上的电压是1.1V，通过R2和R3的电流为
I(r2+r3)=(VAV-1.1)/(R2+R3)=(72.1-1.1)/(906+100)×10 3＝75.5μA
这一电流绝大部分通过R4，因而R4近似为R4==15.67kΩ
可选取R4=15.8kΩ。
滤波电容C3和C2分别由式（5）和式（6）确定。
式中：f1=15Hz和f2=23Hz分别是两级滤波器的极点频率。
将相关数据代入式（5）和式（6），根据计算结果，C3可选择0.1μF/50V、C2选择0.47μF/16V的标准电容器。
2.2.2.5 电流感测电阻R5的选择
FAN4810脚3通过R17和C19组成的滤波电路连接电流感测电阻R5(R5A＋R5B)。滤波电路用作滤除启动时浪涌电流引起的浪涌电压，以保护脚3（ISENSE）。R5上的电压降不应超过IC中增益调制器最大输出增益VGMO(MAX)，即
R5≤VGMO(MAX)/IL(MAX) （7）
式中：VGMO(MAX)=0.75V，IL(MAX)=10.45A。
因此，R5≤0.072Ω，可选择0.05Ω，用两只0.025Ω(3W)的电阻串联在一起。
2.2.2.6 电流误差放大器补偿网络元件的选择
FAN4810脚1（IEAO）与脚14（VREF）之间连接的R12，C6和C7，组成电流误差放大器补偿网络。
FAN4810含有一个电流控制环路和一个电压控制环路。在跨越频率fc(c1)上电流环路的开环增益GPWM(BOOST)为
GPWM(BOOST)=(VoRs/VRAMP2fc(cl)L) （8）
式中：fc(c1)=0.1fs=10kHz；
VRAMP=2.5V为振荡器斜坡谷—峰值电压；
Vo=400V，Rs=R5=0.05Ω，L=420μH。
因此根据式（8）可得GPWM(BOOST)=0.303。
在跨越频率上的电流误差放大器增益为
Gc(c)=10|20logGPWM(BOOST)|/20=10=3.3
R12可通过式（9）计算。
R12=Gc(c)/G(ca) (9)
式中：电流误差放大器跨导G(ca)=0.1mS（即0.1mA/V）。
因此R12=3.3/0.1mS=33kΩ，实际选择33.2kΩ。
电容C6和C7容值分别利用式（10）和式（11）计算。
C6=1/[2πfcl(z)R12] （10）
C7=1/[2πfc1(p)R12] （11）
式中：fc1(z)=0.2fc(c1)=2kHz，fc1(p)=10fc(c1)=100kHz，分别是两个补偿网络的零点和极点频率。
根据式（10）和式（11）计算C6=2.39nF，
C7=47.9pF，实际选取C6=2.2nF，C7=47pF。
2.2.2.7 电压误差放大器补偿网络元件的选取
R7(R7A＋R7B＋R7C)和R8组成的电阻分压器，为电压调整环路提供反馈信号，并施加到FAN4810的脚15（FB）。电压误差放大器输出端（脚16）与地之间连接的R11，C8和R7，组成电压环路的补偿网络。
电压误差放大器的同相输入端，在内部连接2?5V的参考电压。推荐R8=2.37kΩ，流过R8的电流为
IR8=VREF/R8=2.5V/2.37kΩ=1.055mA
R7可利用式（12）计算。
R7≈(VBUS－VREF)/IR8 （12）
式中：VBUS=400V，为DC总线电压。
根据式（12）可得R7=376.78kΩ，可选取381kΩ，用3只127kΩ的电阻（R7A，R7B和R7C）相串联。
在电压误差放大器补偿网络中，电容C9主要用于衰减二次谐波。C9的容值可通过式（13）计算。
C9=1/(2π2finZEA(SH)] （13）
式中：fin为AC输入线路频率(50/60Hz)；
ZEA(SH)是在二次谐波频率上的电压误差放大器阻抗。
在PFC变换器输出电容C5（330μF）上的二次谐波电压纹波经R7和R8组成的电阻分压器和FAN4810的脚15（VFB），反馈到电压误差放大器反相输入端（同相输入端为2.5V的参考电压）。电压误差放大器的输出电压范围从0.1V到6.7V，跨导gva=0.065mS，结合DC输出电压分压比R8/(R7＋R8)，可以计算出在二次谐波频率上误差放大器增益GEA(SH)=7.33。因此，可以计算出ZEA(SH)=GEA(SH)/0.065mS=112769Ω。将该数值和fin=60Hz代入式（13）得到C9=0.011μF，可选择0.01μF/50V的标准电容器。
飞兆（Fairchild）半导体公司建议FAN4810电压控制环路的跨越频率fc(v1)=30Hz，零点频率fv1(z)=3Hz。不难计算在跨越频率（30Hz）上电压误差放大器增益GEA(FC)=36.7，于是补偿网络中电阻R11的取值为
R11=[0.9GEA(FC)]/gva （14）
将GEA(FC)=36.7和gva=0.065mS代入式（14）得到R11=508.15kΩ，可选择510kΩ的标准电阻。
电容C8可通过式（15）计算。
C8=1/[2πfv1(z)R11] （15）
将fv1(z)=3Hz和R11=510kΩ代入式（15），得到C8=0.104μF，可选择0.1μF的标准值。
2.2.2.8 功率开关Q1和升压二极管D1的选择
Q1和D1的耐压至少是500V，以能安全承受400V的DC升压电压。由于通过升压电感器L1的最大峰值电流IL(MAX)=10.45A，故Q1和D1的峰值电流容量不能低于10?45A。推荐升压二极管D1选用ISL9R1560P2，Q1选用FDH44N50，FQA28N50，FQA19N60等MOSFETs，或选用FGH40N6S2D，HGTG20N60A4D，FGK60N6S2D等IGBTs。
3 实验结果
对于图2所示的PFC升压变换器电路，按设计结果选择元器件，焊接在PCB上经检查无误后，在AC输入端串接上AC250V/8A的保险丝F1。为安全起见，可在输出端（香蕉插头J3和J4）接100W的负载，并接一块DC电压表。在输入端（J1和J2）连接一个隔离可调的AC电源（通常为交流调压器），使AC输入电压从零缓慢增加到90V时，PFC变换器输出在5s之内应为DC（400±5）V。当断开AC输入时，输出电压应降至零。尔后，在PFC输出端接500W负载。
当负载从50W逐步增加到500W时，变换器效率和THD变化曲线如图3所示。图4为AC输入电流波形，图5为PFC变换器输入电压（经全波整流的AC线路电压）和DC输出电压纹波波形。
4 结语
篇3
引言
专用移动通信平台（Especial Mobile Platform），简称EMP，是专门为特殊用户设计的，EMP可以使这些用户充分利用现有的蜂窝移动通信网的网络资源来传输他们的业务，从而节省了重新建网的费用和时间。EMP要求体积小，重量轻，功耗小，供电灵活，适应车载，具备“动中通信”条件，能适应部队、武警、公安、交通等部门和行业的使用需求。在EMP中常同时需要5V，3.3V，15V，以及可调的多路小功率直流电源以满足数据，语音，传真，短消息，全球定位等业务的需要。我们采用MAX1715设计了EMP的供电电路很好地满足了用户的需求。
1 MAX1715的工作模式
MAX1715中的MAXIM专有技术——快速PWM脉宽控制，是为宽输入输出电压比，负载快速变化时保持工作频率和电感工作点不变而设计的。快速PWM脉宽控制克服了电流模式控制中，固定频率控制带来的负载瞬态响应差的问题，并且克服了传统的常开通时间和常关闭时间的大范围变频PWM控制带来的问题。MAX1715还提供100ns常开通时间，从而在负载响应时保持相对稳定的开关频率。
如图1所示，快速PWM脉宽控制是一个伪固定频率，具有电压前馈控制的常开通时间电流模式控制。它依靠输出滤波电容的ESR做电流检测电阻，输出纹波电压提供PWM坡度信号。控制算法比较简单：上面开关的开通时间只是由一个单稳态电路来决定，该单稳态电路的工作期和输入电压成反比，而和输出电压成正比。另外一个单稳态电路设定最小的关断时间（典型值是400ns）。如果误差比较器输出低，开通时间单稳态电路被触发。
MAX1715的PWM控制器具有自动的脉宽跳变模式和强制PWM模式两种工作模式。
1.1 自动的脉宽跳变模式
对于跳变模式（脉宽跳变控制端SKIP置低，见图2），轻载时MAX1715自动由PWM控制跳变到PFM控制，这种跳变由一个比较器来决定，在电感电流过零时，该比较器截断了下端开关的开通时间。这种控制方式使脉宽跳变到PFM运行和脉宽不跳变的PWM运行的转折点对应于连续和不连续的电感电流转折点。这个转折点和蓄电池电压的关系不大，对于7V到24V的蓄电池电压，这个转折点基本保持不变。如果使用软饱和电感，PWM到PFM的转折点电流更小。
因为轻载时脉宽跳变，开关波形可能出现噪声和不同步，但是效率高。要在PFM噪声和效率间达到平衡就要改变电感值。通常，低电感值（假定线圈电阻保持恒定）在负载曲线中可以得到更宽的高效范围；高电感值在重载时效率高（假设线圈电阻恒定）并且输出纹波小。高电感值还意味着体积更大，和降低负载瞬态响应（尤其是在低输入电压时）。
图1 MAX1715的快速宽控制逻辑图
直流输出的准确性由跟踪误差的水平来决定，电感电流连续时要比不连续时对纹波的调整性要高50％。电感电流不连续时如果有斜坡补偿，则直流电压的调整率还可以提高1.5％。
1.2 强制PWM模式
在低噪声的强制PWM模式时，控制下端开关开通时间的过零比较器不工作。这使下端开关的波形和上端开关的波形互补。因为，PWM环要保持占空比为VOUT/VIN，所以，轻载时电感电流反向。强制PWM模式的好处是保持频率为常数，坏处是空载时电池电流有10mA到40mA，这由外部MOSFET决定。
强制PWM模式对提高负载瞬态响应，减小音频噪声很有好处，还能提高动态输出电压调整时所需的吸收电流能力，提高多路输出时的调整能力。
2 MAX1715的参数计算
我们设计的移动通信平台电路参数如下：
输入电压VIN=8～14.5V；
输出电压VOUT1=3.3V，VOUT2=5V；
蓄电池5×1.2V=6V，容量为2.8A·h；
纹波系数LIR=0.35；
负载电流3A；
开关频率第一路345kHz，第二路255kHz；
MOS管IRF7313，导通电阻RDS=0.032Ω，最大导通电阻RDS(MAX)=0.046Ω，VDSS=30V，CRSS=130pF。
在确定开关频率和电感工作点（纹波比率）前，先确定输入电压范围和最大负载电流。尖峰负载电流会对元器件的瞬态应力和滤波要求产生影响，并因此决定了输出电容选择，电感饱和率和限流电路的设计。连续负载电流决定了温度应力，并因此决定了输入电容及MOSFET的选择和其他要考虑热效应的器件的选择。一般设计连续负载电流是尖峰负载电流的80％。
电感工作点也是效率和体积的折中，最小的最优电感使电路工作在导通关键点的边际（每个周期在最大负载电流时，电感电流刚好过零）。MAX1715的脉宽跳变算法在每个关键导通点启动跳变模式。所以，电感的运行点也决定了PFM/PWM模式转换的负载电流。最优的点是20％到50％电感电流间，所以，我们取LIR为0.35。
2.1 电感选择
开关频率和电感运行点〔纹波(％)即纹波系数LIR〕决定了电感值，电感的直流电阻要小，以减小电感的损耗。最好选择铁心电感，并且磁芯要足够大，以保证在尖峰电感电流时不会饱和。低电感值使电感电流上升较快，在负载突变时补充输出滤波电容上的电荷，瞬态响应快。
第一种输出的电感为L1（对应图2中的L8），第二路输出的电感为L2（对应图2中的L9），当VIN取10V时其计算值如下：
L1=VOUT1(VIN-VOUT1)/VIS×f×LIR×ILOAD(MAX)
=[3.3(10-3.3)]/[10×345×10 3×0.35(3/0.8)]
=4.88μH
取标称值6.8μH；
L2=VOUT2(VIN-VOUT2)/[VIN×f×LIR×ILOAD(MAX)]=
=7.47μH
取标称值6.8μH。
IPEAK=ILOAD(MAX)＋(LIR/2)×ILOAD(MAX)=（3/0.8）＋(0.35/2)×（3/0.8）
=4.41A
2.2 确定限流
限流的下限电流值等于最小限流门限（范围由50mV到200mV）除以下端MOSFET的最大通态电阻,这个最大通态电阻是考虑了每℃增加0.5％的值。
限流的方法有两种：一种是将脚3ILIM接脚
21VCC（见图2），对应的限流门限是默认值100mV；
另一种是由限流电路内部5μA电流源和ILIM外接
电阻调限流门限（电阻范围由100kΩ到400kΩ），
内部实际的限流门限是ILIM端电压的1/10。则
限流电阻RLIMIT为
RLIMIT=ILOAD(MAX)×RDS(MAX)×10/(5×10－6)
=(3/0.8)×0.046×107/5=345kΩ
取标称值280kΩ。
图2 MAX1715的实验电路
2.3 输出电容选择
输出电容（对应图2中C35及C41）的选择主要看ESR和耐压值而不仅仅看电容值。输出电容必须有足够小的ESR，以满足输出纹波和负载动态响应的需要；同时又必须有足够大的ESR以满足稳定性的需要。电容值也要足够大以满足满载到空载转换时吸收电感储能的需要，否则，过电压保护会触发。
在有CPU的应用场合，电容的尺寸取决于需要多大的ESR来防止负载瞬态响应时输出电压太低。如VDIP是瞬态输出电压，则ESR?VDIP/ILOAD(MAX)。
在没有CPU的应用场合，电容的尺寸取决于需要多大的ESR来保持输出电压纹波的水平。如Vp?p是电压纹波，则
ESR≤Vp-p/(LIR×ILOAD(MAX))
输出电容引起的不稳定工作体现在两个方面：双跳动和反馈电路不稳定。双跳动是由于输出噪声或ESR电阻太小使输出电压信号没有足够的坡度。这“欺骗”了误差放大器在400ns的最小死区后产生一个新的周期。电路不稳定是指在电源或负载扰动时产生振荡，这将触发输出过压保护或使输出电压降到设定值以下。稳定性由相对开关频率的ESR零点决定，电容的零点频率必须低于开关频率f决定的稳定点fESR。
fESR=f/π，fESR=1/（2×π×ESR×C)
我们选择了ESR零点频率低的钽电容，其电容值为330μF。
2.4 输入电容选择
输入电容（对应图2中C39，C40）主要是要满足抑制开关产生的纹波电流（IRMS）的需要。
采用陶瓷电容，铝电容比较合适，因为，它们的电阻能抑制开通时的浪涌电流。我们选用了10μF的铝电解电容和10nF的陶瓷电容。
2.5 MOSFET选择
注意最大输入电压时的导通损耗和开关损耗之和不超过封装热限制。选择下端的MOSFET也应尽量具有小的导通电阻，虽然，下端MOSFET在最大输入电压时电阻上的功率损耗最大，但是，在Buck电路中下端的MOSFET是零电压开关，所以，下端的MOSFET导通损耗不是问题，还可以在下端开关管上并一个肖特基二极管，以防止下端开关管的体二极管在死区时间导通。
最坏导通损耗在占空比极限时产生。上端MOSFET在最小输入电压时的导通损耗最大，在最大输入电压时开关损耗最大，即
导通损耗PRDS=(VOUT2/VIN(MIN)I2LOAD×RDS
=5/8×3 2×0.046=0.2588W
开关损耗PS=VRSS×VIN(MAX)×f×ILOAD=
=(130×10 -12×14.5×345×10 3 ×3)/1
=0.0283W
3 实验结果
MAX1715由于没有电流检测电阻，并且有快速PWM控制和自动的脉宽跳变模式，所以，其效率相对其他应用电路更高，我们设计的电路实验效率达到了97％。电路图如图2所示。
篇4
为了满足人们对于汽车使用需求的增加，近年来全世界汽车工业高速发展，特别是中国汽车工业产量持续保持世界第一，大中城市的汽车保有量的持续上升，这些现象加剧了世界性的能源危机和城市的环境问题。所以，研究和生产新能源汽车，符合中国可持续发展的基本国策。
新能源汽车电力系统控制概述
新能源汽车电力系统有多种不同的结构形式，常见的包括：电机驱动方式、单电机驱动、双电机驱动、相互相反电动机驱动等，同时不同的电机驱动方式配有有不同的动力布置、传动系结构。考虑到汽车整车动力学性能和生产成本等的影响，实际中较多采用单电机后轮驱动的结构布置方式，图1为新能源汽车电力系统结构原理。
从新能源汽车行驶的实际行车角度分析，为了实现整车动力系统的控制，必须采集分析汽车的驾驶操纵信息、行车路况、行驶角度、能耗等各个部件工况进行实时采集，然后通过在解释执行驾驶员操作意图的同时要把整车的信息显示反应给驾驶员，实现数据交换。而对驾驶员不能直接做出判断和反应的信息和情况，整车控制系统应可以代替驾驶员做出分析和处理，保证车辆行驶安全。对于驾驶员不合理的和错误的操作，控制系统应该予以识别并进行提示和及时适当的限制，防止部件的损坏。在此基础上，控制系统要协调好车上各个部件之间的工作以及各个能量消耗部件间的能量的分配关系。根据以上要求对整车控制器的功能包括以下四个方面。
新能源汽车的驱动控制方面，整车控制器的主要功能是，通过分析处理驾驶员的驾驶要求、新能源汽车的动态特性、道路及环境状况，对电机控制器发出指令控制汽车，满足相应条件下的驾驶工况要求。
在新能源汽车上，电力系统除了给驱动主电机供电以外，还要给电动空调等一些电动附件供电，整车控制器将负责整车的能量管理，同时合理的分配，以提高能量的利用率。在新能源汽车控制器局域网（CAN）网络上整车控制器作为信息控制中心，完成组织信息传输，网络状态的监控，网络状态点管理，信息优先权的动态分配等功能。车辆状态的监示和故障诊断及保护。总线所连接的各个子系统控制器（电机控制器、电池控制器等）应该实时的将各自控制对象的状态信息和故障诊断信息至CAN总线，由整车控制器通过综合数字仪表显示出来。同时，整车控制器能对故障信息及时处理并做出相应的安全保护处理。
以上功能是新能源汽车电力系统控制在实际行驶过程中需要实现的功能，是对整车电力系统控制系统的任务概括总结。
新能源汽车电力系统控制策略
行驶过程中，汽车系统是有多变量输入的系统，很难通过一个准确的数学模型来描述，对这样的系统很难通过数学方法直接进行求解和控制，需要大量的经验和数据。下面对新能源汽车电力系统子结构的控制进行详细说明。
1 新能源汽车的电力驱动力矩控制研究
为了对新能源汽车的驱动性能随工况变化的规律进行分析，下面以经典的加速上坡为模型进行研究。考虑新能源汽车的驱动系统总是包括一台电机，并通过驱动电机输出汽车加速和转动的力矩，经传动系统传到车轮后带动汽车正常行驶。因此电机的高速转动将会输入一个对应的扭矩，而新能源汽车的整车控制器主要就是对汽车电力驱动系统的力矩进行控制，从而达到系统控制的目的。
2 新能源汽车的电机过载控制
新能源汽车一般只有一个电机驱动，这样的单电机驱动方式工作条件较差。为了保证新能源汽车的高效能源利用，新能源汽车应该在通常的行驶工况下选用尽量低的电机额定功率。然而，在实际工况下汽车的行驶性能的要求不同，特别是在一定的高速和爬坡行驶的工况下，驱动电机不得不在较低额定功率下过载运行。
3 新能源汽车的能量电源管理控制
在新能源汽车中，从整车动力控制的角度出发，需要将能源管理和整车动力控制系统进行并行控制，达到整车系统的控制目的。在新能源汽车的储能装置中，需要安装多个测控模块，不同模块通过能源管理系统并与中央控制器相连，最后经CAN总线，和汽车整车控制系统构成一个完整的能源管理控制环。
4 新能源汽车制动能量回馈控制
与化石燃料汽车相比，新能源汽车最重要的特点是能够实现实时的再生制动，通过回收汽车在制动过程中损失的功率，达到节省能量的目的。由此可见，新能源汽车的再生制动功能是对于节能减排具有非常重要的意义。考虑到汽车广泛采用摩擦制动，因此新能源汽车的再生制动系统需要对汽车摩擦制动系统和电机制动系统进行联合控制。
结论
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关键词：电加热器 电源 温度控制 设计
中图分类号：TP368.1 文献标识码：A 文章编号：1007-9416（2015）05-0000-00
Abstract： As an electric heater， heat sources are supplied for thermal hydraulic testing devices of various types of reactors， and high power and the temperature control system are required for the electric heater. Electricity energy is supplied to the electric heater and the temperature of the electric heater is controlled in real time， so that the requirement on operation temperature of the testing devices is met； electricity impact and temperature impact on the electric heater are avoided， the stable control of the temperature is realized， and the service life of the electric heater is prolonged. In the case， by taking the power and the temperature control system of 12×288kW electric heater as an example， a detailed technical scheme on the power and the temperature control system of the high-power electric heater is proposed in accordance with the related design and calculation.
Key words： electric heater， power， temperature control and design
在各种反应堆热工水力试验装置上，一般采用高温高压电加热器（或电加热元件）提供热源和调节压力，电加热器是保证试验装置及反应堆系统运行压力稳定的关键设备。而电加热器需要配备大功率的电源与温控系统，其用途是对电加热器提供电能并进行实时控温，满足试验装置运行温度的需要；避免对电加热器造成电冲击与温度冲击，实现温度平稳控制，保证电加热器的使用寿命。针对这一情况，本文以12×288kW电加热器电源及温控系统为例，通过相关设计和计算，提出了大功率电加热器电源与温度控制系统的详细技术方案。
1电源与温度控制系统的设计
1.1系统组成
（1）电源部分。电源（配电回路）主要由进户电动刀闸开关、进线电源柜（内装断路器、真空接触器等）、功率调节柜（装有快速熔断器、调功器、接触器等）组成。其中真空接触器是可带负荷操作的快速开关，有成熟的应用经验；调功器选用三相晶闸管调压器，具有恒电压、恒电流、恒功率、调功控制、移相/过零综合控制等功能，同时具有电源缺相、负载断线、过流和过热等一系列报警和通讯功能，完全适用于纯电阻负载的电加热器。
（2）温控部分。温控部分主要由现场控制柜和远程控制管理系统（工控机）组成。现场控制柜由PLC主机、输入输出模块及人机界面等组成。在控制部分，选用SIEMENS S7-300 PLC对采样信号进行快速、可靠的处理，选用SIEMENS的触摸式人机界面对实时温度值、电流、电压和各种故障信息进行显示、记录。远程控制管理系统主要是控制器与软件监控系统，用于远程自动控制与管理。
1.2工作原理
电加热器的安全运行和使用寿命与电加热器运行温度的高低有着直接的关系，因此对加热器运行温度的控制和实时监控十分重要。本系统由温度传感器对加热元件、加热板以及蓄热块上的温度进行采样，所测温度信号经放大和A/D转换后送PLC，利用软件进行数据处理，处理后的数据实时显示，并驱动三相晶闸管调压器以调节加热器温度。
电加热器电源及温控系统技术路线见图1。
1.3技术性能
1.3.1电源功能
（1）长时运行工作制，电源系统能在各种试验状态下，把负载加热到要求的温度值，并进行恒温控制，同时电源系统供电主回路方案合理，可靠性高，可操作性、可维护性强，操作上的透明度高，安全性要高。
（2）电源系统能给加热器提供一个平滑的连续动态可调的输出电参数，实现带载动态调温功能，避免对加热器造成电动力冲击与温度过冲，实现温度平稳控制。
（3）电源系统具有输出参数控制模式调节功能，能根据实际工况进行最佳运行控制。即工况良好时，当温度未达到其设定值时，电源应以高功率输出，工况不好时，比如天气潮湿、绝缘值低或长时间未做试验时，能够选择先低电压低功率加热，然后慢慢提高电参数，达到保护加热器与安全运行的目的。
（4）当负载温度达到预设温度时，电源应调节功率输出以维持电热元件恒定在设定温度，同时，在恒温过程中，电热元件避免不断受到交变力的作用，充分保证高温条件下负载的安全运行与使用寿命。
1.3.2电力电子装置（调功器）技术参数
电力电子装置采用调压控制模式，试验中根据温度控制要求，调节控制值，达到控制脉冲的调制，从而实现输出电压调节，加热器电功率与负载温度可控的目的。
（1）额定输出功率：第1～12组，每组功率288kW，12组单独运行，电阻性负载；
（2）调压范围：主回路输入电压的0～98%；
（3）工作制式：具备软启动、软停车功能，避免过大的电流冲击。
1.3.3系统保护功能
（1）电源系统主回路具备一次侧雷击过电压保护，浪涌过电压保护，电源侧操作过电压保护，电源侧过电流保护，负载侧过电流保护，电力电子器件关断过电压保护，电力电子器件过热保护以及系统漏电保护。
（2）电源自身的电气保护功能齐全，包括过流、短路、缺相、三相不平衡、过热、绝缘以及顺序控制、连锁保护等。
（3）具备电加热器超极限保护功能与防止温度上升率过大保护功能。
1.3.4系统检测与显示报警功能
（1）系统对每组回路的三相电参数（包括电源侧与负载侧的线电压与线电流）进行采集处理，要求参数单点数字显示，近端与远端显示。同时电源侧具有功率因素检测显示功能（采用数显表显示）；
（2）电参数测量采用成熟技术，并采用易实现参数检测、传输与转换的方式，方便低参数供电控制与动态控制；
（3）系统对每组288kW负载的4点温度（12组共48点）进行采集处理，要求参数单点数字显示，近端与远端显示；
（4）系统能自动检测出负载元件通断情况，并能可靠、及时、准确地作用于信号报警系统与保护跳闸系统，信号报警系统能自动指示通断点，要求近端与远端显示；
（5）系统能自动检测过流、短路、缺相、三相不平衡、过热、绝缘等所有电气保护，并能可靠、及时、准确地作用于信号报警系统与保护跳闸系统，信号报警系统能自动指示电路故障类别及故障点，要求单点显示，近端与远端显示；
（6）系统能自动显示检测温度超调以及超极限温度点，避免温度过冲；同时检测温度上升率，防止温度上升率过大。并能可靠、及时、准确地作用于信号报警系统与保护跳闸系统，能自动显示超调点，要求单点显示，近端与远端显示；
（7）系统对调压装置自身的每一相、每一桥臂出现的故障（导通、反相击穿、不触发、换相失败等）能自动识别、报警并显示其位置，要求单点显示，近端与远端显示。
1.3.5温控软件功能
（1）温控系统采用组态软件作为开发平台实现监控管理，系统具有实时检测、实时处理、实时显示、实时报警、用户权限功能，同时界面直观，可操作性强；
（2）设计有主界面、主菜单，具有登录界面、温升曲线设置界面、动态跟随界面、历史曲线、报警窗口以及报表处理界面；
（3）各子窗口设计功能完善，其控制模式能够根据需要进行调节，即能根据实际运行的绝缘情况、受潮情况、温度上升率，自动实时改变电源的温升模式，从而实现负载温度可控与理想的加热过程；
（4）设计有数据库管理系统，能自动存储电参数及温度数据，存储频率与区域可设。
1.4硬件选择
（1）进线电动开关。进线电动开关选用电动刀闸开关。
（2）进线电源柜。进线电源柜器件主要包括空气开关、真空接触器等，另外包括12台进线电动刀闸的二次线路、真空接触器的二次回路、连锁回路、浪涌（防雷）保护器以及电测量仪表等。
（3）PLC控制柜。控制柜由PLC主机、输入输出模块及人机界面等组成。本系统控制柜采用300系列PLC，温度采集使用模拟量模块SM331，换算进度是单极性14位，双极性13位，理论上可实现温度控制精度在1100℃×（1/16384）=0.067℃的控制。
（4）上位机系统。上位机系统系统采用工控机，并配置计算机控制操作台。采用Ethernet以太网通讯网络用于PLC、计算机间的通讯。
1.5控制量分配
PLC控制量分配情况见表1。
2电源与温度控制系统的关键技术
2.1软件设计
本系统工控机采用组态王编程，触摸屏采用wincc flexible编程，PLC采用step7 V5.4编程。
电加热器实际温度的检测是要将温度量转化为PLC可识别的量，所以将温度变送器输出的值先由16位的整型转化为32位的双整型，再由双整型转化为实型，实型小数点后可有6位，保证精度。S7-300的CPU模块CPU314自带PID等多种算法功能模块，编程软件提供了PID指令向导，PID控制程序可以通过指令向导自动生成。除此之外，PID指令也同时会被自动调用。
首先选择运用PID算法的回路，并给回路参数定值，本系统采用的K型热电偶的测量范围是0-700℃，故给定范围的低限和高限分别为0和700℃。由于S7-300 CPU支持PID自整定功能，因此回路的参数先不设定。第二步设置回路输入输出项，输入和输出量都是单级性的模拟量，经PID控制过后的输出量和输入一样，同样要其由整型转化为实型。
PLC将PID运算处理结果通过4-20mA输出给相应地址的功率调节器，根据送来的数据及时调整输出功率，最终满足负载温度恒定。
2.2工艺设计
为满足最佳开车控制的需要，软件系统专门配置2种加热模式选择：当工况良好时，电源以高功率输出；当工况不好时，比如天气潮湿、绝缘值低或长时间未做试验时，先低电压低功率加热，然后按斜率提高参数，从而达到保护负载与安全运行的目的。
在实际使用中，用户可以根据不同的工况，选择加热模式。一旦确定之后，可对其初始温度、加热时间、升温斜率、设定温度以及保温时间等参数进行设置。
在实际使用中，用户一旦确定每个温控回路的温度曲线之后，此曲线数据将直接保存到PLC的存储单元中来供系统调用。此设计方案的优势在于PLC完全可以自行独立运行，不受服务器的故障影响，系统可靠性更高。同时系统配置可单独调节每个温控回路PID参数功能，可软件切换手自动控制并手动进行给定（软件给定方式）。
2.3人机界面
人机界面的主要基本画面包括：主界面窗口、主菜单窗口，登录窗口、温度控制窗口、实际温度曲线，实际温度显示、状态指示窗口、报警窗口。
针对电加热器系统的安全管理和操作的需要，本温控系统中定义了“系统管理员”和“操作员”两级口令。对参数设定和手动跳闸等重要功能需使用系统管理员级口令，其他操作，如查看温度曲线、历史记录等，只需操作员口令。
2.4上位机
上位机画面设计不仅要求能实现所有的控制功能（输入及显示参数、存储纪录、报警等），而且需要简单明了，易于操作人员正确的执行操作。考虑系统所需监控的过程变量和实际功能，主要功能包括：
（1）具有历史温度曲线查询；
（2）具有历史温度数据报表查询（时间区间、周期（频率）可设置）；
（3）具有历史报警查询；
（4）温升曲线设置（目标温度、升温斜率、保温时间）；
（5）动态温度设定跟随曲线；
（6）用户权限管理（定义了“系统管理员”和“操作员”两级口令。对参数设定和手动跳闸等重要功能需使用系统管理员级口令，其他操作，如查看温度曲线、历史记录等，只需操作员口令。
2.5保护系统设计
（1）连锁保护。进户开关与快速开关、电源与业主中央控制系统等连锁实现本系统的连锁保护。
（2）紧急停车保护。系统紧急停车按钮连接于控制系统的主供电电路，系统运行发生意外时，紧急按下急停按钮，控制柜断电，相应受控制柜控制的接触器、继电器等器件断电，从而使加热系统断电，实现紧急停车。
（3）防雷击保护。电气柜直接安装浪涌保护器防雷击，当系统有雷电流（过电压浪涌）产生时，电涌保护器与接地系统连接的电路接通，使雷电流通过接地系统泄放到大地。
（4）绝缘保护。功率调节柜中设置绝缘监控器，该产品带4-20mA模拟电流输出和一组常开常闭转换的继电器输出触点，可就地显示负载对地绝缘电阻值、远程自动检测与显示负载对地绝缘电阻值，在低于设定最低绝缘电阻值要求时提供报警输出到PLC。
3结语
本文介绍的电源与温度控制系统技术方案，可直接配套用于大功率电加热器，通过实际使用的验证，采用该方案的电源与温度控制系统，在装置上运行状态良好，达到设计技术指标。
参考文献
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关键词： 分布式电源； 并网逆变器； FIR数字滤波； 数字PID控制； 控制策略
中图分类号： TN915.853?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2013）03?0142?03
分布式电源凭借其就地发电服务用户、清洁环保等诸多优点，拥有越来越大的市场份额。微电子技术的发展为逆变技术的实用化创造了平台，微处理器的诞生满足了逆变技术的发展要求，使先进的控制技术如矢量控制技术、多电平变换技术、重复控制、模糊逻辑控制等先进的控制算法在逆变领域得到了较好的应用[1]。进入21世纪，逆变技术正向着频率更高、功率更大、效率更高、体积更小的方向发展[2]。本设计方案采用DC?DC?AC结构能有效提高效率，采用高频直流升压技术使逆变并网器体积更小，安全性能大大提高。针对动态系统的试验问题提出了利用Simulink的参数估计功能，使理论模型根据实验数据进行数值参数估计，从而达到理论模型充分接近实际实验环境。
1 分布式电源并网逆变器系统设计
1.1 DC?DC变换器
DC?DC变换器是通过半导体阀器件的开关动作将直流电压先变为交流电压，经整流后又变为极性和电压值不同的直流电压的电路，这里要阐述的是中间经过变压器耦合的直流间接变换电路。DC?DC变换器在将直流电压变换为交流电压时频率是任意可选的，因此使用高频变压器能使变压器和电感等磁性元件和平波用电容器小型轻量化。如今，随着半导体阀器件的进步，输出功率为100 W以上的电源实际上采用的开关频率都在20～500 kHz范围内，MHz级高频变换器也在开发研究之中。而且，通过变换频率的高频化，可以使平波用电容的容量减小，从而能够使用陶瓷电容等高可靠性的元件。而且，本文在举例阐述动作原理是采用双极功率晶体管、IGBT、MOSFET等开通关断可控的器件作为直流电压变换为交流电压的半导体阀器件，使用最多的还是MOSFET。
1.2 直流母线电压PID控制器设计
作为直流母线400 V电压必须具有一定的稳定性，不应该随着负载的变化或电池电压的改变而产生波动。因此必然需要用到反馈的概念。反馈理论的要素包括三个部分：测量、比较和执行。测量关心的变量，与期望值相比较，用这个误差纠正调节控制系统的响应。由于PID控制器可以实现无差调节，其优异的动态稳态特性，以及方便灵活的参数整定方法，因此在逆变并网器中直流母线的电压控制选择PID控制算法。
在闭环控制系统里，将调节器置于纯比例作用下，从小到大逐渐改变调节器的比例系数，得到等幅振荡的过渡过程。此时的比例系数称为临界比例系数Ku，相邻两个波峰间的时间间隔，称为临界振荡周期Tu。
临界比例度法步骤：
（1）将调节器的积分时间置于最大（TI=∞），微分时间置零（TD=0），比例系数KP适当，平衡操作一段时间，把系统投入自动运行。
（2）将比例系数KP逐渐增大，得到等幅振荡过程，记下临界比例系数Ku和临界振荡周期Tu值。
（3）根据Ku和Tu值，采用经验公式，计算出调节器各个参数，即KP，TI和TD的值。
1.3 逆变并网锁相环设计
锁相环分为模拟锁相环和数字环锁相。模拟锁相环在电路可靠性、稳定性和集成度方面有着不可克服的缺陷：数字锁相环又分为由数字逻辑器件构成的全数字逻辑锁相环和基于DSP的软件锁相环。全数字逻辑锁相环路由逻辑器件构成。
为了实现对电网电压（SIGNAL）周期和相位的采样，这里利用了一个迟滞比较器把信号源的模拟采样信号（SIGNAL）整形为矩形波（TO_DSP），然后通过TMS320F28X的捕获单元得到电网电压的频率和相位信息。在设计中应当注意的是，由于软件是通过电网电压的上升沿来获得周期和相位信息的，因此在硬件的设计上应当保证电网电压的过零点和正弦波整形得到的矩形波的上升沿保持一致（即不能有延时），这就要求计算迟滞比较器的上限触发电平[U+]为0 V。
迟滞比较器的上、下限触发电平为：
1.4 改进MPPT算法
传统MPPT算法，即爬山法，是一种比较实用的MPPT控制算法，这种方式虽在一定程度上减轻了CPU的负担，但由于周期性寻优，会对系统的输出电压造成周期性的波动。
改进MPPT算法基本思想是：
（1）利用过山车法，即先将光伏电池阵列两端电压U1钳制在蓄电池电压U2处，再逐渐增加U1，使光伏电池阵列的输出功率点由小到大，经过MPP后，继续增大U2，使输出功率比最大输出功率小于一个阈值ΔP1。输出功率由小变大，再变小，一定会经过一个最大点。在输出功率变化过程中，记录下光伏电池阵列输出最大功率时的输出电压Umax；
（2）根据光伏电池阵列输出最大功率时记录下的Umax，利用稳压程序（可利用PID控制）将U1钳制在记录下的Umax上，实现光伏电池阵列以最大功率稳定地输出能量；
（3）当光照强度发生变化（由于在短时间内，环境温度的变化对系统输出功率的变化影响不大，可以忽略），即输出电压Umax时的输出功率P1与之前的Pmax之间差值超过一定阈值ΔP时，若P1>Pmax，说明光照强度增加了，MPP处的输出电压也相应增大了，所以此时应启动按增加光伏电池阵列输出电压的方向用过山车法寻找MPP程序；如果P1
2 分布式电源并网逆变器仿真
2.1 DC?DC直流升压PID控制仿真
作为直流母线400 V电压必须具有一定的稳定性，不应该随着负载的变化或电池电压的改变而产生波动。因此必然需要用到反馈的概念。反馈理论的要素包括三个部分：测量、比较和执行。测量关心的变量，与期望值相比较，用这个误差纠正调节控制系统的响应。
针对DC?DC直流母线硬件结构以及控制方式对被控模型进行数学建模，由于PWM装置的数学模型与晶闸管装置一样，在控制系统中的作用也一样。因此，当开关频率为10 kHz时，T=0.1 ms，在一般电力自动控制系统中，时间常数这么小的滞后环节可以近似一个一阶惯性环节，故其传递函数为：
由于采用的是数字系统故其传感器传函等效为单位延时单元，即[z-1]，构成直流母线电压的PID控制。下一步是整定PID，如前所述常用PID整定方法有临界比例法、阶跃响应法。本设计通过利用Simulink提供的信号约束模块，通过它的参数整定功能最终整定出符合设计者要求的PID参数。
如图1（a）为进一步进行PID参数整定后的PID输出电压响应曲线，可以看出即使在外界认为施加干扰的情况下PID调节器输出电压还保持在许可范围内。图1（b）所示为进一步进行PID参数整定后直流母线电压响应曲线。可以看到即便在外界认为施加干扰的情况下直流母线电压仍可自动稳定在400 V的要求电压。这能为后续的SPWM逆变并网提供稳定的直流母线电压；而由于硬件电路限制，由于PID控制一推挽电路，而该推挽电路仅可提供0～12 V的调节，考虑这一点所设计出来的PID调节器输出在0～12 V范围之内。
2.2 逆变并网器并网仿真
逆变并网是将逆变器所产生的正弦电压，在同频同相同幅的情况下进行并网。并通过锁相环调节并网电压以及电流，使它们达到同相，改善电能质量，从而提高传统电网稳定性。针对这一点，本设计建立元件级Simulink仿真。能有效减少失误率，提高并网可靠性，因此建立该仿真模型是很有必要的[5?7]。模型中设计了相应的PID调节器，并对MPPT算法进行编写相应S函数。
太阳能电池的伏安特性如图2（a）所示，它表明在某一确定的日照强度和温度下，太阳能电池的输出电压和输出电流之间的关系，简称V?I特性。从V?I特性可以看出，太阳能电池的输出电流在大部分工作电压范围内近似恒定，在接近开路电压时，电流下降率很大。
由图2（a）可知，该伏安特性曲线具有强烈的非线性。太阳能电池的额定功率是在以下条件下定义的：当日射S=1 000 W/，太阳能电池温度T=25 ℃时，太阳能电池输出的最大功率便定义为他的额定功率。太阳能电池额定功率的单位是“峰瓦”，记以“Wp”。相应日射强度下太阳能电池输出最大功率的位置，称为“最大功率点”。根据Matlab提供的太阳能电池板模型的输出特性曲线可知当前条件下，最大功率点为241.8 V时输出2 083 W。经过MPPT算法后，太阳能输出电压自动跟踪输出时最大功率点时的对应电压，而其亦以最大功率稳定输出。即输出为238.7 V时，功率为2 084 W。对比之前实际太阳能电池板最大功率点数据，最大功率点为241.8 V时输出2 083 W。可以看出该算法基本能跟踪太阳能电池板的最大功率点。
3 结 论
本文针对分布式电源并网过程中的直流升压、同步锁相、逆变并网动态过程，研究了基于电网特点的FIR数字滤波、交流采样和稳定直流母线电压的数字PID控制器等技术，提出了相应的控制策略并进行Simulink动态仿真，研究工作对分布式电源并网逆变系统设计理论上具有一定指导作用。
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篇7
随着电力电子技术在电力系统中的应用越来越广泛，电力系统的谐波污染问题也日益严重。有源电力滤波器是最近二十年兴起的电力系统谐波和无功的消除手段。目前，实际应用中的有源电力滤波器系统都是由国外公司研制的。国家计委为了实现交互流滤波装置的自主设计和生产，组织清华大学和锦州电容器厂合作，研制三峡高压直流输电的滤波装置。现阶段研制的是直流侧有源电力滤波器的样机，意在为高压直流输电（High Voltage Direct Current，HVDC）的直流侧有电力滤波器系统积累工程经验和理论指导。直流侧有源电力滤波器的关键技术在于系统的拓扑选择和谐波参考信号的精度分离以及控制。
图1 有源电力滤波器样机总体结构
在直流侧有源电力滤波器的控制中，选用TI公司的DSP（TMS320C32）作为直流侧有源电力滤波器的控制器的核心，和以前的模拟控制及滤波的方式相比，算法灵活，结构易调整。
1 有源电力滤波器原理
通常采用无源滤波器（Passive Filter，PF）对谐波进行抑制，但无源滤波器存在一些难以克服的缺点：容易与电力系统发生谐振；补偿效果依赖于系统阻抗特性；受温度漂移、电网上谐波污染、滤波电容老化及非线性负荷变化的影响严重。
有源电力滤波器克服了传统的无源滤波器的缺点。由于大功率器件IGBT（Insolated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管）的发展，有源电力滤波器和传统的无源滤波器构成的混合型滤波器已成为电力系统谐波补偿的主要手段。
有源电力滤波器和弱电领域的有源滤波器存在区别和联系。有源电力滤波器的作用是消除电力系统谐波，这和弱电领域用DSP或者运算放大器实现的滤波器的滤波功用类似，都是抑制一定频率范围的信号；但是它们消除谐波的途径完全不同，弱电应用中的有源滤波器一般通过对需要的频率分量形成通路，对其它频率分量产生很大的阻碍，起到选出需要的频率分量的作用。而有源电力滤波器是通过产生与电网中谐波成份大小相等、方向相反的谐波电流，注入电网，从而将电网中的谐波抵消掉。简而言之，有源电力滤波器以补偿的手段，达到了滤波的效果。这种结构与算法上的差异是由强电系统自身特别决定的。
有源电力滤波器工作原理是：用电流互感器采集直流线路上的电流，经A/D采样，将所得的电流信号进行谐波分离算法的处理，得到谐波参考信号，作为PWM的调制信号，与三角波相比，从而得到开关信号，用此开关信号去控制IGBT单相桥，根据PWM技术的原理，将上下桥臂的开关信号反接，就可得到与线上谐波信号大小相等、方向相反的皮电流，将线上的谐波电流抵消掉。这是前馈控制部分。再将有源滤波器接入点后的线上电流的谐波分量反馈回来，作为调节器的输入，调整前馈控制的误差。
需要注意的是，我们前面所说的控制器，实质上具有分离谐波参考信号和对有源电力滤波器进行控制两方面的功能。
机样系统直流线上电压约为800V，容量约为5kW，用LEM公司生产的多极电流传感器LTS 6-NP采集直流线路上的电流。直流侧有源电力滤波器样机系统的总体结构如图1所示。
2 基于DSP的有源电力滤波器控制系统结构
TMS320C32是浮点DSP TMS320C3x的系列产品，工作频率为40MHz；哈佛总线，并且拥有独特的指令结构、硬件乘加运算；外部存储空间有256K×32Bit的FLASH、2K×8Bit的NVRAM和256K×32Bit的SRAM。
选用TMS320C32的原因主要是定点DSP小数点定标变化困难，数据容易溢出，需要做繁琐的前期数值仿真来估计数据溢出的范围，而TMS320C32是浮点DSP，有效数据空间大，数值算法实现就简单多了。
基于DSP的控制板的硬件结构如图2所示。
3 程序流程
主程序流程如图3所示。
为了提高控制系统的可靠性，在样机主控制程序中加入了自检功能。主控制程序流程如图4所示。
控制系统工作流程如下：系统上电复位后，TMS320C32首先进行初始化，定时器开始计时，计时时间到，进入A/D中断，程序自检，如果程序跑出了设定的范围，则返回入口处重新执行；否则，读取A/D采样的数据，将A/D采样得到的整形量转变为浮点标么值，通过谐波分离算法，将信号中的交流分量提取出来，交流分量乘以调节系数得到调制信号，将此调制信号送给PWM电路进行调制，得到有电源电力滤波器主电路的开关管IGBT的控制信号，此控制信号经过IGBT驱动电路放大后，控制IGBT的通断，产生需要补偿的谐波电流。
4 仿真结果
对上述控制算法在样机系统模型上进行了计算机仿真。补偿前直流线路上的电流波形形如图5所示。补偿后线上的电流如图6所示。
从图5、图6的对比可以看出，有源电力滤波器的滤波效果是非常明显的。由于有源电力滤波器处理的信号特点和一些技术上难以克服的困难，日本等研究有源电力滤波器比较早的国家提出有源电力滤波器的性能指标，要求有源电力滤波器补偿的谐波份量占总谐波的75%及以上。从仿真结果来看，该有源滤波器的补偿效果高达93.9%。
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关键词：航空电子元器件 质量控制 措施
中图分类号：V260 文献标识码：A 文章编号：1672-3791（2015）04（c）-0123-01
伴随航空工业技术日新月异的发展，对单一航空型号电子元器件的使用越来越广泛，使用数量越来越多，所以对于电子元器件的质量来说，对航空事业的发展起到一定的作用。航空电子元器件在使用的过程中不断进行改造与更新，在设计、选材、工艺及生产制造方面都展现出一定的优势，使电子元器件的质量有所提高。但为了更好的适应航空航天的型号，电子元器件的质量与安全可靠性还应进行科学合理的改造与提高。因此，在航空电子元器件的选择、采购及检测的过程中，应加强对其质量的控制，使其能够在航空工业中得到充分的运用。
1 电子元器件质量保证的意义
电子元器件是所有电子设备的重要组成部分，它的质量对电子设备的正常运行具有重要作用。近年来，随着我国国防科技的发展，逐渐将电子元器件应用于航空工业中，使其走向智能化、电子化。电子元器件的大量使用，使其品种逐渐增多，适用于各个领域。现阶段，电子元器件的质量问题是其生产制造工作的重中之重，其作用在当下社会也日益突显。电子元器件作为航空产品中重要的组成部分，其性能与质量需要有一定的技术基础。电子元器件的质量分为固有质量和使用质量两种。固有质量是由生产部门决定的，包括其设计、选材及工艺等。使用质量则是由电子元器件的使用者对其进行选择、采购及检测等，最终对其质量进行控制。电子元器件的质量保证是为保证电子元器件的质量而进行的相关活动，对其生产部门与使用者进行质量的控制工作。航空电子元器件的质量是保证航空型号电子元器件使用过程中是否可靠的重要条件，也是确保航空产品及工作顺利进行的重要基础。
2 航空电子元器件特点
近年来，我国高新技术不断发展，现代武器设备都逐渐应用电子化与自动化的技术，使其更加智能。据相关数据显示，在设备系统稳定可靠的前提下，对其零件与元件的质量可靠性越高。而航空工业中对电子元器件的使用日渐增多，所以，为保证其系统的稳定与可靠，就应保证电子元器件的质量达到一定的标准。
航空电子元器件的特点有四个：可靠性强，寿命长，体积轻便且功耗低，环境适应能力强。
2.1 可靠性强
为适应航空型号，电子元器件在寿命、质量及可靠性方面应积极展现其自身的优势。航空电子元器件的可靠性表现在多方面，首先，对于电子元器件的性能来说，应以满足航空专业的稳定可靠为主，在一定的时间内应保证不影响航空产品的性能。除此之外，电子元器件对于不同的环境条件应具有一定的适应能力，不会因为周围环境的影响使其自身的功能削弱，而影响航空产品的整体使用效果。航空电子元器件在生产制造的过程中应根据相应的生产规范进行生产，并制定相关的制度与规范，进而确保不同等级的电子元器件能够具有一定的可靠性，在实际的应用中发挥自身的作用。
2.2 寿命长
电子元器件的寿命与其较强的可靠性具有一定的密切联系，只有电子元器件的使用寿命延长，才能保证其较高的可靠性。针对工作周期不长的航空产品来说，可以采用寿命较短的电子元器件，但由于航空产品具有相当的重要性，所以在电子元器件的选择上仍以寿命长的元器件为主。
2.3 体积轻便且功耗低
航空产品中元器件的功耗、体积的有效降低对航空产品的整体功耗及体积来说具有一定的减轻作用。降低电子元器件的重量与体积不仅要对其进行结构的改造，同时也应对装联工艺进行相应的改造。在航空电子元器件功能不改变的前提下，对其质量与体积进行相应的改造，并减少其功耗，进而促进航空电子元器件质量的提高。
2.4 环境适应能力强
航空产品主要用于环境较为恶劣的条件下，所以其电子元器件也应具有一定的环境适应能力，在各种环境下都不会影响其自身功能的发挥，有效的促进航空产品的高效使用。
3 航空电子元器件质量保证体系
3.1 技术队伍的建设
针对航空电子元器件的质量与可靠性的研究设立了相关的岗位，并根据相关的研究情况对其进行有效的改造。针对设立的不同岗位，其工作内容与职务各不相同，但都为航空事业及电子元器件的改造工作共同努力。航空技术队伍的建设，一定程度上对航空电子元器件的质量控制工作做出了相应的贡献。
3.2 航空电子元器件质量保证对策
3.2.1 电子元器件生产单位实行质量认证
加强对电子元器件生产单位的质量认证工作，在航空产品的电子元器件的选择方面，应尽量选择质量好且生产情况稳定的元器件供应商。这对于航空产品的稳定性与可靠性具有积极的意义。
3.2.2 建立健全航空电子元器件标准体系
航空电子元器件标准体系的建立是对其设计的规范，同时对于强化元器件的质量控制具有重要意义。现阶段，我国仅参考国外先进的电子元器件标准体系进行我国标准体系的建设。但由于我国的工业基础较落后，所以对于既有的标准无法进行实际有效的运行。因此，我国应以自身的实际情况为基础，建立符合我国国情的航空电子元器件标准体系。
3.2.3 重视电子元器件目录的编制工作
对于电子元器件目录的编制工作应予以一定的重视，因为不同型号元器件的有效记录对于元器件型号的选用时具有一定的辅助作用，能够有效的对其进行采购管理，同时也能够保证元器件型号的稳定性。
3.2.4 建立电子元器件信息管理平台
为加强航空电子元器件的质量控制工作，对电子元器件的信息管理工作十分重要。通过对相关信息的有效管理，实现元器件使用部门与生产部门的有效沟通与连接。
4 结语
综上所述，伴随我国航空事业的飞速发展，对航空产品起到至关重要作用的航空电子元器件越来越得到众多的关注。文章通过对航空电子元器件质量控制工作的意义及其特点进行详细的分析，探究出航空电子元器件质量控制工作的具体策略与建议。通过对电子元器件自身特点的分析，找出有效提高其质量控制的方法。航空工业的发展一定程度上带动了我国社会经济的发展，同时也提高了我国航空事业在国际中的地位。所以，对于航空电子元器件质量的控制工作应予以一定的重视，对于航空事业的发展具有一定的推动作用。
参考文献
[1] 胡筱红，史左敏，周航，等.浅析航空电子元器件的质量控制[J].消费电子，2014（6）.
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【关键词】电子节气门;控制原理;故障诊断
一、引言
轿车电子节气门技术是伴随轿车控制系统电子化而诞生的。它利用传感器和电控单元，实时精确控制节气门开度。电子节气门技术可实现发动机扭矩控制和空燃比控制，有助于提高轿车行驶的平稳性、经济性以及降低排放污染。目前，电子节气门技术被广泛地运用于轿车的驱动防滑控制、巡航控制、车辆稳定性控制及自动变速控制等轿车动力控制系统中。近年来，汽车新技术的大量应用，电子节气门己逐渐成为轿车的标准配置。本文将介绍日本、欧洲、国产车型电子节气门工作原理和常见故障的诊断。
二、基本知识
节气门的作用是控制发动机的进气量，感应发动机的运行工况。驾驶员通过操作加速踏板来操纵节气门开度。加速踏板和节气门的连接方式有2种：刚性连接和柔性连接。传统采用刚性连接，通过拉杆或拉索传动机械连接加速踏板和节气门;柔性连接通过驾驶员脚踩加速踏板的行程来控制节气门开度，改变节气门进气通道的截面积，调节发动机的充气量，达到改变发动机输出功率的目的。
电子节气门常见故障：1.发动机怠速不稳;2.加速发闷无力的现象;3.电子节气门指示灯点亮;4.起动后第一次踩油门没有反映。
针对上述故障需要利用不同的诊断方法，判断故障部位，从而快速高效排除故障。检测应按照先基本检查、后电器元件检测的步骤进行。
基本检查：①检查节气门的动作是否平滑、有无卡滞现象。②检查节气门步进电机能否运转。打开点火开关，踩踏加速踏板，细听是否有电动机动作的响声。③检查发动机怠速。启动发动机后，在发动机暖机至正常工作温度、空调开关在关闭状态、变速器处于空挡位置时，检查发动机怠速是否符合标准怠速值。④检查加速踏板位置传感器。转动加速踏板节位置传感器拉杆至全开位置，读取数据流，检查节气门开度值是否符合标准。
电器元件的检测：完成上述基本检查后，进行试车，检查节气门的开、闭状况与发动机工况是否协调。若有故障提示，应读取故障码，根据故障码检测以下电器元件。①检测节气门控制电机及电磁离合器。拆下节气门控制电机接头，用欧姆表分别测量节气门电机的电阻及电磁离合器的电阻，二者电阻值应符合标准。否则，应更换节气门电机及电磁离合器。②检测节气门位置传感器。用欧姆表测量该传感器端子间电阻，其值应符合标准电阻值。若阻值不符合要求，则应更换节气门位置传感器。③检测加速踏板位置传感器。拆下加速踏板位置传感器接头，用万用表检测传感器输出电压，若数值不符合要求，则检查电路或更换加速踏板位置传感器。
三、电子节气门的分类
1.线性电磁式节气门：电磁式节气门用比例电磁作为控制器。它用电磁力作为驱动力，其控制信号为电流信号，具有结构简单、体积小、控制方便、响应速度快、稳态精度好。
2.步进电机式：节气门通过步进电机直接驱动节气门轴实现油门的开度控制。驱动步进电机通常采用桥式电路结构，控制单元通过发出的脉冲个数、频率和方向控制电平对步进电机进行控制。
3.直流伺服电机式：节气门直流伺服电机采用脉冲宽度调制（PWM）技术，控制单元通过调节脉宽调制信号的占空比来控制直流电机转角的大小。此外，电机输出转矩和脉宽调制信号的占空比成正比。其特点是频率响应快，效率高，功率密度大，可靠性好。因此，直流伺服电机广泛应用于电子节气门的控制。
四、案例分析与诊断方法范例
（一）丰田车系的诊断
日本丰田轿车的产量位居前列，在我国的保有量也最大，下面以丰田威驰1NZ-FE发动机的电子节气门为例，介绍其工作原理和诊断方法。
1.丰田威驰电子节气门的工作原理
1）电子节气门系统的基本结构有以下几个部分组成：a.节气门位置传感器;b.节气门执行器;c.节气门体;d.加速踏板位置传感器、加速踏板;e.发动机控制单元（ECU）。
2）控制原理
驾驶员踩下加速踏板，加速踏板的2个同步的位置传感器产生的信号电压：从0.8V逐渐增大至3.2V，另一个从1.6V逐渐增大至4.0V。电压信号输入给发动机控制单元，然后根据当前的工作模式、踏板移动量和变化率解析驾驶员意图，计算出对发动机扭矩的基本需求，得到相应的节气门转角的基本期望值。然后再经过CAN总线和整车控制单元进行通讯，获取其他工况信息以及各种传感器信号如发动机转速、档位、节气门位置、空调能耗等等，由此计算出整车所需求的全部扭矩，通过对节气门转角期望值进行补偿，并把相应的电压信号发送到驱动电路模块，驱动控制电机使节气门达到最佳的开度位置。
2.故障诊断
1）故障码诊断
P2122――加速踏板位置传感器1信号过低;P0102――空气流量计故障;P0120――节气门位置传感器故障。
2）电子节气门位置传感器故障
节气门位置传感器的主要作用是输出怠速、部分负荷、大负荷及加速负荷信号，其参考信号电压5.0V左右。当踩踏油门时，信号线1的信号电压0.90V逐渐增大至4.5V，信号线2的电压由2.5V逐渐增大至5.0V。电脑根据节气门传感器信号完成怠速调节、喷油脉宽和加速异步喷油控制。当节气门信号不良或出现短路、断油故障时，发动机一般表现为怠速不稳、加速不良或“回火”、尾气排放异常等。检测方法主要是测量信号线电压或用检测仪读取节气门相应数据流。
3.维修案例
故障描述：一辆丰田轿车，据车主描述，发动机故障指示灯点亮，且起动后第一次踩油门没有反映，在行驶中伴有加速不良的现象。
故障检修：读取故障码分别为P2122――加速踏板位置传感器1信号过低;P0102――空气流量计故障;P0120――节气门位置传感器故障。清除故障码后，只要一踩油门，上述故障码便会重现。观察数据流发现，加速踏板位置传感器1的信号电压为1.58V（正常值为0.74V），传感器2的信号电压为0.85V，因为从读取的故障码及威驰电子节气门系统电路图可以分析：在故障码中同时出现了加速踏板位置传感器1故障和空气流量计故障;而从电路图中看出，加速踏板位置传感器1（6号接线）和空气流量计（3号接线）的5V参考电压均是由发动机控制单元的33号线提供的，故障原因很有可能是控制单元的33号线存在着短路或偶尔断路情况。所以从检查发动机控制单元33号线与加速踏板位置传感器1与空气流量计之间的线路。最终发现此线在发动机控制单元附近受到挤压，导致短路，经维修后故障排除。
（二）国产车型的诊断
在国内，国产轿车品牌的产量在与日俱增，其主要发展方向是以家庭轿车为首。下面以奇瑞A3为例，介绍其常见故障诊断方法。
1.奇瑞A3电子节气门结构和工作原理
图1 奇瑞A3油门踏板位置传感器APP工作原理图
（1）油门踏板结构
油门踏板位置传感器APP位于驾驶员仪表板下，油门踏板上方，如图1所示。其内部有2个同步电位计传感器，当踩踏油门后，电压变化为：从0.37V增加到2.35V，另一个从0.75增加到4.6V，向ECU提供驾驶者的驾驶需要信号。传感器内部采用独立的电源和搭铁线，分别向ECU提供油门信号，ECU再提供信号给电机模块控制电子节气门的开度。
（2）控制原理
电子节气门内部采用阻尼结构，传感器的信号指针同踏板同轴，当踩动油门踏板时，电位计指针便和踏板同轴旋转，信号端子便输出不同的电压信号。因此，两个传感器的输出的电压不同，但两个传感器所输出信号电压存在一定的对应关系。如图2所示，当其中一个传感器输出的电信号为4.30V时，另一个则为0.74V，两者的和大约等于电源信号电压5V。ECU接收电信号的变化来判断踏板的动作幅度，从而控制电子节气门的开度。
图2 奇瑞A3电子节气门工作原理图
2.常见故障诊断
（1）故障码诊断
P2123――电子油门踏板位置传感器1信号电路电压过高;P2127――电子油门踏板位置传感器2信号电路电压过低;P2128――电子油门踏板位置传感器2信号电路电压过高;P2138――电子油门踏板位置传感器信号不合理。
（2）节气门体信号电压检测
接通点火开关但不要启动发动机，万用表打至直流电压档，黑表笔接搭铁，红表笔接位置传感器信号线针脚，依次测量传感器的两条信号线。在怠速位置，测量信号线1电压为4.23V，信号线2为0.72V。踩踏油门至全开后，信号线1电压变为0.72V，信号线2电压变为4.23V。而此时若两个信号电压变化不正常，则应检查发动机控制单元至节气门位置传感器之间的导线是否短路。
（三）大众车型的诊断
我国与德国合资生产轿车的最早公司为上海大众，其中波罗轿车是家庭轿车中保有量较多的。下面以波罗为例，介绍其工作原理、常见故障诊断方法。
1.大众波罗电子节气门的工作原理
（1）电子节气门组成部分
a.油门踏板位置传感器：（2个：G79和G185）;b.节气门位置传感器：（2个：G187和G188）;c.J519（网络控制单元）;d.EPC（电子节气门）故障灯K132;e.刹车信号开关“F”;f.离合器开关F36。
（2）控制原理
油门踏板位置传感器类型：可变电阻式。结构：同轴同组可变电阻，并且每个可变电阻型传感器单独用参照5V电压。电子节气门位置传感器共用一根轴，ECU根据驾驶员意愿来控制节气门电机，准确率误差在土1%。当向下踩踏油门时，两个同步电位计G79和G185的电压变化为：G79从0.42V增大至2.06V，G185从0.84V增大至4.20V，发动机ECU会根据油门踏板电压的变化调节节气门的开度，节气门位置传感器变化如下：G187电压信号从0.79V逐渐变为4.33V，G188电压信号由4.23V降到0.66V。如果某一传感器损坏，可以用另一个代替，加速性能比较缓慢。
2.故障诊断
EPC故障灯点亮：节气门位置传感器G187、G188向系统反馈节气门位置信号。装用两个传感器是为了精确和备用，当一个传感器坏，系统使用另一个传感器信号，EPC灯点亮，发动机存储器内有故障码。当2个信号中断，发动机在1500rpm左右运行，踩油门踏板无反应，EPC灯亮，有故障存储;此时，系统会进入紧急运行模式，由弹簧将节气门打开一定角度，系统运行于高怠速，以便于驾驶员将车辆开到附近的维修厂进行维修。
3.维修案例
故障现象：我维修一辆上海大众polo轿车，据车主反映：车辆在冷车启动时，怠速抖动、油耗比平时增加，且EPC灯点亮。
故障诊断：首先用金德KT600读取故障码为P17550，含义为低于负荷记录值界限，读取数据流，显示：节气门开度为6度（正常为2到5度，5度为极限）。初步判断是由于节气门积炭，发动机控制单元不断增大节气门的开度。拆检节气门，背面果然很脏。排故步骤：先用化油器清洗剂把节气门上的积炭全部清洗干净，擦干净后装回原位。清除故障码，启动发动机，待水温上升到80度后，用检测仪对其进行匹配，把匹配组号设为060，检测仪显示“自适应运行中”，则匹配成功。再次启动发动机，检测节气门开度，检测仪显示开度为3度，怠速670转/分钟。表明电子节气门工作正常。
五、结论
电子节气门控制系统可以实现发动机全范围的扭矩的输出，改善了发动机的排放性能，使燃烧更加充分，同时也降低了废气的产生;在怠速状态下，节气门保持在一个极小开启角度来稳定燃烧，提高了燃油经济性，排放也得到进一步控制。电子节气门控制系统采用传感器冗余设计，从控制角度讲，使用一个传感器就可使系统正常运转，但冗余设计可使两个传感器相互检测，当一个传感器发生故障时能及时被识别，在很大程度上增加了系统的可靠性，保证行车的安全性。由此可见，电子节气门控制系统在车辆使用中，将得到广泛应用！
参考文献
[1]郭宏志，陈虹，宋同好，周欣.基于SystemVision的汽车电子节气门联合仿真系统[J].系统仿真学报，2011（2）.
[2]涂平华，郭丽红.汽车电子油门检测系统的研究与实现[J].现代电子技术，2010（17）.
[3]宛传平，李慧.增量式PID控制在电子节气门控制系统中应用研究[J].中国农机化，2010（3）.
篇10
【关键词】电线电缆；绝缘厚度；工艺特性；挤塑；电气控制
【中图分类号】TM247
【文献标识码】A
【文章编号】1672-5158（2012）12-0336-01
1 引言
电线电缆，即是一种线材产品，可以传输信息与电磁能，进而实现电磁能的转换。就广义来说，电线电缆又被称为电缆，而从狭义来讲，其所指的是绝缘电缆。对于电缆行业来讲，电线电缆的绝缘厚度控制一直以来都是其重点课题。下面将从大长度连续叠加组合生产方式和生产工艺门类与物料的管理等方面简述电线电缆制造的工艺特性，并对电线电缆生产的关键工序进行详尽分析。
2 电线电缆产品制造的工艺特性
2.1 大长度连续叠加组合生产方式
关于大长度连续叠加组合生产方式，因其对电线电缆生产具有控制性及全局性，导致该生产方式将涉及到几个方面，并造成相应的影响。
2.1.1 质量管理
因大长度连续叠加组合生产方式的特点，使其在生产过程中出现的所有问题都会对整条电缆的质量造成影响，且对质量缺陷的发现愈晚，质量缺陷愈是发生在最内层，最后造成的损失就愈大。相较于普通的组装式产品，电线电缆在生产时无法对零件进行更换或直接拆开重装，若电线电缆中的某个工艺流程或是其任何一件部件发生质量问题，对该电缆造成的损害将不可补救。对发生质量问题的电缆，因不能更换或重装，便只能报废整条电缆，将其降级处理或是锯短。因此，为确保产品质量，提升企业经济效益，在生产电线电缆的整个过程当中都必须实行严格的质量管理。
2.1.2 生产工艺流程及设备布置
对生产车间内设备进行配置时为解决生产效率存在差异的问题，应平衡生产能力，对于某些生产线的生产能力可能需要配置两台或两台以上才可达到平衡效果。为顺次流转各阶段半成品，根据产品标准的工艺流程对车间内各类设备进行科学性、合理性地排放，同时应按照生产量与产品对生产场地的布置及选配组合设备进行综合考虑。
2.1.3 生产组织管理
凡是生产组织管理中的任一环节发生问题，都会对产品的交货及质量造成影响，并阻碍到工艺流程的流畅性。尤其是多芯电缆，若其发生质量问题，亦或是基本单元长度、某一条线过短，都会造成电缆长度不达标，造成报废。若是电缆中某一条线或某个单元长度过长，则电缆长度超过标准，需锯掉多余长度，造成浪费。因此，生产组织管理的操作者必须按照工艺要求，确保严谨细致、科学合理的进行每个环节。
2.2 生产工艺门类与物料的管理
制造电线电缆中所用到的材料不仅品种、类别繁多，且其制造工艺也涉及到众多门类。因此，必须对电线电缆制造涉及的各类材料的备用量、用量、批量与周期批料进行核定。同时应做好节约、定额管理材料的工作，对废品进行回收、重复利用或是分解等处理、对电线电缆生产中从各工序半成品的流通，到产品的出厂及存放，各类辅助材料及原材料的存储、进出等都必须进行合理的布局和动态管理。
3 电线电缆生产的关键工序
在电缆行业中，确保绝缘的挤出厚度可靠和均匀一直是其所要探讨的难题。众多生产厂家就电气控制的问题设计出了许多控制回路，虽实现了控制的要求，但其设计复杂，设备也较为昂贵，不利于推广应用。下面将以70挤塑机为例，探讨在低速状态时进行调整后，如何在生产线加速时确保挤出绝缘厚度均匀可靠。
（1）对被测线缆的上下公差与直径标称值利用测径仪进行设置，如超出标准值公差将报警。而在公差范围内，若右标称值大于测量值，输出电压0+5V（输出值0-+5V可调）。若标称值小于测量值，输出电压0-5V（输出值O-5V可调）。
（2）以绝缘材料PVC作例子，当开启机子时，首先对挤塑机身进行预热，当预热达到150℃左右时，选择SBl按钮开启机子，开启主电机对电位器RPI进行调整，主机通过皮带被主电机带动，进而转动排料。当排料达到工艺标准时，为有利于联动运行，操作sR3转换开关，电位器RP3接通R3继电器。调整联动电位器RP3离开停止位置，而后操作sB2按钮开启牵引电机，对电位器RP2进行缓慢调整，使牵引轮由牵引电机带动，电线电缆朝收线方向缓慢运行。此时即可测量绝缘厚度是否存在偏心，首先利用刀具等锐器，将附于导体上的绝缘挤出割出，若绝缘厚度超出标准值，则将牵引电机的转速调快，或是将主电机转速调慢。若绝缘没达到标准值，则通过对电位器RP2进行调整，减缓牵引转速，或是通过对电位器RPI进行调整，提高主机转速。若是存在偏心问题，则对模具进行调整，直到其绝缘厚度达到工艺标准。结束后即可通过对联动电位器RP3进行调整，提高整个生产线的速度，使其达到普通生产速度的水平。而后利用SB4按钮将测径仪接通，对上下公差与标称值进行设置。通过操作测径仪的自动控制按钮，使生产线的运行回到正常状态。当控制回路转换至联动状态时，等于将RP3分别与RP1、RP2进行串联，如此将可确保牵引转速与主机之间的比值。此外，因导体的绝缘厚度不会因为升速而改变，即是说即使对RP3的升速进行调整也不会对牵引转速和主机的比值造成影响，不仅控制方式简便，且牵引与主机的同步问题也得到解决。在停机时对联动电站RP3进行调整，各个设备在生产线速度归零时完全停止。实践表明，该电气控制系统具有较好的可靠性及稳定性。
（3）变频器参数设定。对于变频器的参数设定只需给定模拟量速度和端子控制，其它则默认为出厂设置。
