集成电路反向设计范文
时间：2023-11-07 17:52:54
导语：如何才能写好一篇集成电路反向设计，这就需要搜集整理更多的资料和文献，欢迎阅读由公务员之家整理的十篇范文，供你借鉴。
篇1
关键词：FFU；DCC；MAU；技术夹层
1.前言
集成电路产业链从上至下依次为电路设计、掩模制造、圆片加工、芯片测试和芯片封装。掩模制造是该产业链上非常重要的一环，它将集成电路的设计图案通过专用设备曝光至涂有感光材料的基板介质上，再对基板进行复杂处理，最终形成掩模，交给圆片工艺加工线。圆片工艺加工过程就是利用掩模将设计图形转移到制作电路的基片上。工艺上完成一次产品加工需要一套掩模，每块掩模对应不同的图形，不同的图形分别叠加到基片上后就形成了功能完整的电路芯片。产品技术水平最高可达到0.13um，对生产环境的要求相当严格，核心生产区需达到1级@ 0.2um，温度需满足22±0.5℃，相对湿度需满足43±3%的水平。
2.厂房工程概况
2.1概况
厂房分为生产区和辅助区，辅助区为钢筋混凝土框架结构，地上两层，局部三层。MAU新风空调机组放置在2层空调机房，排风设备放置在新风机房相对侧的2层屋面。生产区为单层钢结构厂房，设置上技术夹层和下技术夹层。工程于2009年10月设计完成，经过近1年的施工及调试，于2010年投入运行。一层生产区设置若干工艺区，如刻蚀间、清洗间、检测间、激光束曝光间、电子束曝光间、设备通道、曝光设备辅助区等，厂房布置见图1。图中刻蚀间、清洗间、激光束曝光间、电子束曝光间等房间洁净度和温湿度要求分别为ISO 2.2级（1级@ 0.2um），温度22±0.5℃，相对湿度43±3%；检测间为ISO 4.2级（100级@ 0.2um），温度22±0.5℃，相对湿度43±3%；中央工艺通道为ISO 5级（100级@ 0.5um），温度22±0.5℃，相对湿度43±3%；设备通道、曝光设备辅助区为ISO 6级（1000级@ 0.5um），温度22±0.5℃，相对湿度43±5%；ISO 2.2级洁净区面积约为630 m2，ISO 4.2级洁净区面积约为169 m2，ISO 5级洁净区面积约为124 m2，ISO 6级洁净区面积约为390 m2。
2.2主要设计参数
2.3空调系统设计
洁净室新风空调机组MAU由初效过滤段（G4）、中效过滤段（F8）、热水加热段、表冷挡水段、喷淋段、表冷挡水段、热水加热段、风机段、均流段、化学过滤段（除NH3）、中间段、中效过滤段（F8）、中间段、高效过滤段（H14）、出风段等组成。新风由新风机组集中热湿处理、初中高效过滤、水洗后及化学过滤后，滤除空气中的NH3等化学物质，送到洁净室的上技术夹层，用以控制洁净室的湿度和保持洁净室的正压。在2层空调机房设置两台MAU组合式新风空调机组，一用一备。洁净生产区顶棚布置一定数量的FFU，通过FFU内的超高效过滤器及增压风机，实现洁净室内的空气循环，保证洁净室的洁净度。洁净空气经FFU送到生产区并经活动地板回到下夹层，并进入回风夹道，回风夹道为设备灰区，夹道内布置DCC（干盘管），空气经DCC冷却后回到上技术夹层，在上技术夹层与新风混合后，再进入下一个循环。DCC使用混水泵提供的13℃/16℃中温冷冻水，DCC的出风温度可以通过中温冷冻水精确控制，房间内的温度可通过DCC分区域分组控制。洁净室设计。
篇2
关键词： TVS； 特性参数； TN电源系统； 应用保护电路
中图分类号： TN911?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2013）16?0127?04
电网中的工频过电压、谐振过电压及瞬态过电压，包括操作过电压和雷电过电压，这些危险浪涌能量无法泻放或吸收，而侵入电气设备内部电路，就能影响电子设备的正常工作，甚至会烧毁电路；而集成数字电路容易受ESD/EFT（静电放电/电快速瞬变脉冲群）等浪涌电压干扰，可能会造成工作异常、死机，甚至损坏并引发其他的安全问题。利用TVS器件对电路进行精细保护，可有效地使电子线路中的精密元器件免受各种浪涌脉冲的损坏。本文对TVS器件的特性及应用作详细分析与研究有重要意义。
1 TVS的结构及分类
TVS瞬态电压抑制器是在稳压二极管的基础上发展而来的，是一种二极管形式的新型高效能保护器件。TVS通常采用二极管式的轴向引线封装结构，TVS的核心单元是芯片，芯片主要材料为半导体硅片或晒片，芯片有单极型和双极型两种结构，单极型TVS有一个PN结，双极型TVS有两个PN结。TVS芯片的PN结经玻璃纯化保护由引线引出，再经改性环氧树脂封装制成。
TVS瞬态电压抑制器有单极性与双极性之分[1]，单极性只对一个方向的浪涌电压冲击起保护作用，双极性瞬态二极管对相反的极性浪涌电压冲击都起保护作用，相当于两只稳压管反向串联，它优点是结电容小，响应时间短，功率大。单向TVS多用于直流和已知方向的信号电路，双极性TVS多用于交流和变化的信号电路，TVS阵列多用于多线保护[2]。TVS管也可以与二极管串联，利用二极管寄生电容较小的特点来降低总寄生电容，可以实现对高速信号端口的保护。TVS串行接入电路可以分电压，并行接入可以分电流，但在应用中应控制串/并数量，TVS在应用过程中必须考虑环境温度及温度变化情况对TVS特性的影响，因为温度上升会使TVS反向漏电流增加，功耗下降。另外，TVS按峰值功率可分为500 W，1 000 W，1 500 W，5 000 W等多种型号。
2 TVS的主要参数及选用
2.1 最小击穿电压VBR
最小击穿电压VBR等于1 mA的测试电流通过TVS时，TVS两极的电压值。VBR根据其与标准值的离散程度分为两种：VBR（5%）与VBR（10%）。
2.2 额定反向工作电压VWM
TVS反向工作时，在规定的IR条件下，TVS两极的电压值称为额定反向工作电压VWM。一般情况，VWM=（0.8～0.9）VBR，离散度[3]为5%的TVS，VWM=0.85VBR（5%）；离散度为10%的TVS，VWM=0.81VBR（10%）。VWM值的选择要适中，VWM值既要大于等于US（最大持续工作电压），又要与US值相接近，选择太大或太小都不能安全可靠保护电路。
2.3 最大反向脉冲峰值电流IPP
TVS反向工作时，在规定的脉冲条件下，TVS允许通过的最大峰值脉冲电流称为最大反向脉冲峰值电流，峰值脉冲电流IPP应大于电路瞬态浪涌电流。
2.4 最大钳位电压VC
当脉冲峰值电流IPP流过TVS时，其两极的最大峰值电压为最大钳位电压。VC为TVS的电压保护水平，是选用TVS十分关键的参数，应小于被保护电路耐压水平UW，否则TVS将失去保护作用。TVS钳位系数等于[VCVBR]，钳位系数取值一般在1.2～1.4范围内[3]。
2.5 峰值脉冲功率Ppp
峰值脉冲功率等于TVS允许通过的最大峰值脉冲电流IPP与最大箝位电压VC的乘积。Ppp值与脉冲波形、脉冲时间及环境温度有关。在应用中要根据电路的特性和工作环境确定电路预期瞬态浪涌电流及可能出现的瞬态浪涌脉冲功率，峰值脉冲功率Ppp应考虑20%的安全裕量，据此确定TVS额定脉冲功率Pppm。额定脉冲功率应大于被保护器件或线路可能出现的峰值脉冲功率。同时，电路设计必须认真考虑重复施加脉冲能量的累积，其能量不应超过TVS器件的脉冲能量额定值。
2.6 电容C
TVS的电容量由其芯片的面积和偏置电压来确定，其偏置电压与电容值C成反比。在应用中要根据电路持性选择合适的电容范围，电容大会使信号损失，对信号起调制作用，引起干扰。
2.7 反向漏电流ID
当额定反向工作电压VWM加于TVS两极时，TVS处于反向关断状态，流过TVS的电流称为反向漏电流，ID值应小于或等于其最大反向漏电流。
2.8 钳位响应时间TC
钳位响应时间是指TVS两极电压从零升至最小击穿电压VBR的时间，TVS[2]的TC小于1×10-12 s，仅为1 ps。
3 TVS的特性分析
3.1 TVS的伏安特性
TVS能保护晶体管电路，是靠伏安特性起箝位作用，见图1[2]。当TVS管电压为反偏，且位于0～VBR时，TVS管呈高电阻状态；当反偏电压超过VBR时，流经TVS管电流迅速增加，进入低电阻导通状态，从高电阻状态到低电阻状态延时只有ps数量级。TVS管两端电压被箝制在VC以下，经过电压脉冲过后，TVS管又恢复高阻状态。
3.2 TVS的钳位特性
TVS属限压型浪涌保护器件，能对过电压起钳位作用，将浪涌电压限制在安全耐压范围内，从而保护后面的负载电路。根据电路的基本理论，按照环路电压分析法，从图2可以看出，电路的输出电压Voutput可由式（1）得到：
[Voutput=VBR+RSVgRg ] （1）
若设浪涌电压Vg为8 kV，Rg为330 Ω，RS为0.14 Ω，TVS的VBR为6 V，则i≈24 A，那么由式（1）得Voutput=10 V。利用TVS的钳位特性，将8 kV危险浪涌电压削减到10 V的安全电压。需要注意的是，以上电路应满足Rg>RS+RLoad>RS这一条件[10]。
4 TVS的应用
4.1 TVS在TN电源系统的应用
雷电过电压波、负载开关等人为操作错误引起的过电压容易通过供电线路侵入电气电子设备内部，造成电气电子设备失效、误动作，甚至造成设备的永久性损坏，造成严重经济损失。通过在电源线路上安装浪涌吸收装置MOV和TVS，实施两级保护，并对L、N线进行共模、差模保护。具体做法是在线路的前端安装MOV作为第一级SPD保护，泄放大部分雷电流，在线路的末端（设备前端）安装大功率TVS作为第二级SPD保护，进一步削弱过电压波幅值，将电网电压降至E/I安全耐压范围之内，如图3所示。要注意的是，MOV与TVS应达到电压和能量的协调与配合，AB之间的线路长度不应小于5 m，否则应增加线路长度或安装退耦器件。
4.2 TVS在网络信号线路的应用
TVS不仅可以用于电源系统的浪涌防护，还可以用于信号线路的浪涌保护，采用气体放电管GDT与TVS管组合成信号浪涌保护器，其特点是反应快，漏流小，几乎对信号无损耗，可以对高速网络线路提供安全、可靠的保护，如图4所示。
4.3 TVS在直流电源系统的应用
图5为一台普通PC电脑的供电电源电路，市电AC 220 V经过变压器降压至AC 20 V，再经调制整流电路，输出DC 10 V直流电源，接入负载。通过在变压器输出端安装双向瞬态电压抑制器TVS1，吸收L及N线的瞬时冲击脉冲电流，将电路电压箝制在安全电压水平，TVS1可以保护变压器后端整流器及其他电路元器件。在整流器后的直流电源输出端安装单向瞬态电压抑制器TVS2，用于保护直流负载免受过电压电电流冲击。
4.4 TVS在晶体管电路的应用
晶体三极管作为电流控制型器件，是电子集成电路中的重要组成部分，可分为NPN管和PNP管[5]两类，应用于开关电路、放大电路和稳压电路。为了使晶体管电路免受ESD/EFT（静电放电/电快速瞬变脉冲群）等浪涌电压的干扰，在电路的输入端和输出端分别加入TVS1、TVS2进行保护，其保护电路如图6所示。
4.5 采用TVS保护TTL逻辑电路
TTL电路是晶体管?晶体管逻辑电路的简称，是目前使用最广泛的一种门电路，通过输入高低电平[5]，实现逻辑功能。它由三部分组成，即输入级（发射极晶体管V1和基极电阻R1）、倒相级（V2管和电阻R2，R3）、输出级（V3，V4，V5和电阻R4，R5）。对于TTL逻辑电路的浪涌防护，主要通过在输入级A，B端分别加入TVS1和TVS2进行保护，在电路的输出端“L”加入TVS4进行保护，在直流电源UCC端加入TVS3进行保护，可以有效抑制各种瞬变过电压对晶体管的EB结或CE结击穿而损坏。图7为TTL“与非”门的典型保护电路。
4.6 采用TVS保护MOS集成电路
MOS集成电路的基本原件是MOS晶体管，MOS管有源极S、漏极D、栅极G三个电极，是电压控制元件，用变化的栅漏电压来控制漏源电流，MOS管分为P型MOS管和N型MOS管两种[5]。由NMOS管和PMOS管组成的互补型MOS电路称为CMOS电路，它能对输出端的电容提供一个快速充放电回路，功耗小，工作速度较高，具有较强的负载能力及抗干扰能力，在数安集成电路中得到越来越广泛的应用。图8为COMS反相器保护电路图，在电路的输入端Ui、输出端Uo及电源电压UDD分别加入TVS3，TVS2，TVS1，从而保护晶体管电路及后面的负载元件。
5 结 语
（1）TVS具有响应快、功率大、极间电容和体积小、无漏流、应用领域广等优点，可有效地保护TN电源系统、直流电源、信号线路及晶体管集成电路等，可抑制共模/差模浪涌冲击和ESD/EFT等瞬态浪涌电压的干扰。
（2）电路设计应考虑被保护电路的特性、工作环境及TVS的VC，IPP，VWM，VBR，Ppp等相关参数选择适配的TVS保护器件，TVS接入电路应不影响电路的正常运行，能安全泄放预期瞬态浪涌电流，将危险电压钳位于电路安全耐压值以内。
参考文献
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篇3
摘要：在集成电路的设计中，电阻器不是主要的器件，却是必不可少的。如果设计不当，会对整个电路有很大的影响，并且会使芯片的面积很大，从而增加成本。电阻在集成电路中有极其重要的作用。他直接关系到芯片的性能与面积及其成本。讨论了集成电路设计中多晶硅条电阻、mos管电阻和电容电阻等3种电阻器的实现方法。
关键词：集成电路 电阻 开关电容 cmos
目前，在设计中使用的主要有3种电阻器：多晶硅、mos管以及电容电阻。在设计中，要根据需要灵活运用这3种电阻，使芯片的设计达到最优。
1 cmos集成电路的性能及特点
1.1 功耗低 cmos集成电路采用场效应管，且都是互补结构，工作时两个串联的场效应管总是处于一个管导通，另一个管截止的状态，电路静态功耗理论上为零。实际上，由于存在漏电流，cmos电路尚有微量静态功耗。单个门电路的功耗典型值仅为20mw，动态功耗（在1mhz工作频率时）也仅为几mw。
1.2 工作电压范围宽 cmos集成电路供电简单，供电电源体积小，基本上不需稳压。国产cc4000系列的集成电路，可在3~18v电压下正常工作。
1.3 逻辑摆幅大 cmos集成电路的逻辑高电平“1”、逻辑低电平“0”分别接近于电源高电位vdd及电影低电位vss。当vdd=15v，vss=0v时，输出逻辑摆幅近似15v。因此，cmos集成电路的电压电压利用系数在各类集成电路中指标是较高的。
1.4 抗干扰能力强 cmos集成电路的电压噪声容限的典型值为电源电压的45%，保证值为电源电压的30%。随着电源电压的增加，噪声容限电压的绝对值将成比例增加。对于vdd=15v的供电电压（当vss=0v时），电路将有7v左右的噪声容限。
1.5 输入阻抗高 cmos集成电路的输入端一般都是由保护二极管和串联电阻构成的保护 网络 ，故比一般场效应管的输入电阻稍小，但在正常工作电压范围内，这些保护二极管均处于反向偏置状态，直流输入阻抗取决于这些二极管的泄露电流，通常情况下，等效输入阻抗高达103~1011ω，因此cmos集成电路几乎不消耗驱动电路的功率。
1.6 温度稳定性能好 由于cmos集成电路的功耗很低，内部发热量少，而且，cmos电路线路结构和电气参数都具有对称性，在温度环境发生变化时，某些参数能起到自动补偿作用，因而cmos集成电路的温度特性非常好。一般陶瓷金属封装的电路，工作温度为-55 ~ +125℃；塑料封装的电路工作温度范围为-45 ~ +85℃。
1.7 扇出能力强 扇出能力是用电路输出端所能带动的输入端数来表示的。由于cmos集成电路的输入阻抗极高，因此电路的输出能力受输入电容的限制，但是，当cmos集成电路用来驱动同类型，如不考虑速度，一般可以驱动50个以上的输入端。
2 cmos集成电路电阻的应用
2.1 多晶硅电阻
集成电路中的单片电阻器距离理想电阻都比较远，在标准的mos工艺中，最理想的无源电阻器是多晶硅条。
式中：ρ为电阻率；t为薄板厚度；r=(ρ/t)为薄层电阻率，单位为ω/；l/w为长宽比。由于常用的薄层电阻很小，通常多晶硅最大的电阻率为100 ω/，而设计规则又确定了多晶硅条宽度的最小值，因此高值的电阻需要很大的尺寸，由于芯片面积的限制，实际上是很难实现的。当然也可以用扩散条来做薄层电阻，但是由于工艺的不稳定性，通常很容易受温度和电压的影响，很难精确控制其绝对数值。寄生效果也十分明显。无论多晶硅还是扩散层，他们的电阻的变化范围都很大，与注入材料中的杂质浓度有关。不 容易 计算 准确值。由于上述原因，在集成电路中经常使用有源电阻器。
2 mos管电阻
mos管为三端器件，适当连接这三个端，mos管就变成两端的有源电阻。这种电阻器主要原理 是利用晶体管在一定偏置下的等效电阻。可以代替多晶硅或扩散电阻，以提供直流电压降，或在小范围内呈线性的小信号交流电阻。在大多数的情况下，获得小信号电阻所需要的面积比直线性重要得多。一个mos器件就是一个模拟电阻，与等价的多晶硅或跨三电阻相比，其尺寸要小得多。简单地把n沟道或p沟道增强性mos管的栅极接到漏极上就得到了类似mos晶体管的有源电阻。对于n沟道器件，应该尽可能地把源极接到最负的电源电压上，这样可以消除衬底的影响。同样p沟道器件源极应该接到最正的电源电压上。此时，vgs=vds，如图1（a)，(b)所示。图1（a)的mos晶体管偏置在线性区工作，图2所示为有源电阻跨导曲线id-vg s的大信号特性。这一曲线对n沟道、p沟道增强型器件都适用。可以看出，电阻为非线性的。但是在实际中，由于信号摆动的幅度很小，所以实际上这种电阻可以很好地工作。其中：k′=μ0c0x。可以看出，如果vds<(vgs-vt)，则id与vds之间关系为直线性（假定vgs与vds无关，由此产生一个等效电阻r=kl/w，k=1/［μ0c0x（vgs-vt）］，μ0为载流子的表面迁移率，c0x为栅沟电容密度；k值通常在1000～3000ω/。实验证明，在vds<0.5（vgs-vt）时，近似情况是十分良好的。图1（c)，(d)虽然可以改进电阻率的线性，但是牺牲了面积增加了复杂度。
在设计中有时要用到交流电阻，这时其直流电流应为零。图1所示的有源电阻不能满足此条 件，因为这时要求其阻值为无穷大。显然这是不可能的。这时可以利用mos管的开关特性来实现。
3 电容电阻
交流电阻还可以采用开关和电容器来实现。经验表明，如果时钟频率足够高，开关和电容的组合就可以当作电阻来使用。其阻值取决于时钟频率和电容值。
在特定的条件下，按照采样系统理论，在周期内的变化可忽略不计。
其中，fc=1/t是信号φ1和φ2的频率。
篇4
【关键词】标准CMOS；工艺；肖特基二极管；集成；设计；实现
随着射频无线通信事业的发展和移动通讯技术的进步，射频微波器件的性能与速度成为人们关注的重点，市场对其的需求也日益增多。目前，CMOS工艺是数字集成电路设计的主要工艺选择，对于模拟与射频集成电路来说，选择的途径有多种，例如Si双极工艺、GaAs工艺、CMOS工艺等，在设计中，性能、价格是主要的参考依据。除此以外，工艺的成熟度及集成度也是重要的考虑范畴。
1.概述
对于射频集成电路而言，产品的设计周期与上市时间的缩短都是依赖仿真精确预测电路性能的设计环境的功能。为了使设计环境体现出高效率，精确的器件模型与互联模型是必须要具备的，在设计工具中非常重要，对于射频与模拟技术，器件模型决定了仿真的精度。采用CMOS工艺，在射频集成电路上的应用时间还补偿，也使得在一些模型方面还不完善。对于射频CMOS集成电路而言，对其影响最大的是寄生参数，在低频环境下，由于对这些寄生参数的忽视，往往使电路的高频性能受到影响。肖特基二极管具有自身独特的优势，例如快速开关速度和低正向压降。由于这些优异的高频性能，他们有被广泛应用在开机检测离子和微波网络电路中。肖特基二极管通常制作的款式包括n型或p型半导体金属材料，如砷GaAs和SiC。正向偏置的肖特基二极管的性能是由多数载流子器件，少数载流子主要是确定这些p型或n型二极管的属性。为了改善高频性能和集成电路的电源电压减小到现代集成电路，集成的肖特基二极管是很重要的。但可以用于集成肖特基二极管的过程常常是没有现成的，不能和CMOS电路单片集成。以往根据其设计，在标准CMOS工艺基础上制造出肖特基二极管。在本文中，主要针对集成肖特基二极管的设计及实现进行描述，并且基于成本考虑，该标准CMOS工艺基础上肖特基二极管生产工艺不需要任何修改。所测量的结果也符合要求，在SPICE仿真模型中得到验证。
2.CMOS工艺技术
近几十年，因为CMOS技术的发展，也使得在制造射频集成电路时，采用CMOS技术得以实现。但是，因为CMOS制造工艺通常是以数字电路作为导向。面向数字电路设计的CMOS首先由芯片代工厂研发出来，注重功率耗散与时速。在数字CMOS工艺快速发展成熟以后，在其基础上，通过修改制程与添加掩膜层实现信号的混合及模拟射频CMOS工艺。传统CMOS工艺包含BJTs、MOSFETs以及各种电阻，如扩散电阻、多晶硅电阻及N阱电阻。但是，对于CMOS工艺而言，还应该涵盖各种高频无源器件，例如变容二极管、MIM电容、高Q值电杆及变压器等。同样，作为肖特基二极管来说，也是CMOS工艺技术的重要环节。例如，需要额外高能离子注入形成深注入N阱降低程度耦合与噪声系数。需要注意的是，尽管射频CMOS工艺是基于数字CMOS工艺而来，但其不仅仅是添加几层掩膜来实现高频无源器件，对于器件的性能而言，射频工艺与数字工艺的优化目标是不同的，在进行改进的时候，也有可能与传统的CMOS工艺发生冲突。
3.肖特基二极管的工作原理
之所以金属半导体能够形成对垒，主要原因是由于不同的功函数引起的。将金属的功函数定义为技术费米能级与真空能级间的能量差，表示一个起始能量与费米能级相等的电子由金属内部移向真空中所需要的最小能量。该能量需要克服金属晶格与被拉电子与其它电子间的作用，还有一个作用是用来克服金属表面存在的偶极矩。因此，功函数的大小在一定程度上可以表述电子在金属中被束缚的强度。和金属类似，半导体的功函数也被定义为费米能级与真空能级间的能量差，因为半导体的费米能级通常处于禁带中，禁带中一般没有电子，因此该功函数的定义就可以看做是将电子带导带或者价带移向真空能级需要的平均能量。对于半导体来说，还有一个很重要的参数，就是电子亲和能，表示板代替导带底的电子向外逸出所需要的最小能量。
对于肖特基势垒的形成而言，假设现有一块n型半导体和一块金属，两者具有相同的真空电子能级，假设半导体的功函数比金属的功函数小，同时，假设半导体表面无表面态，那么其能带到表面都是平直的。此时，两者就形成一个统一的电子系统，因为金属的费米能级比半导体的费米能级低，因此半导体中的电子就会流向金属，这样金属表面就会带负点，半导体带正电。所带电荷在数值上是等同的，因此对于整个系统来说，还是保持电中性，从而提高了半导体的电势，降低了金属的电势。如果电势发生变化，所有的电子能级及表面电子能级都会随之变化，使之趋于平衡状态，半导体和金属的费米能级在同一水平上时，电子的净流动不会出现。原来的费米能级的差异被二者之间的电势差进行补偿，半导体的费米能级下降。
4.肖特基二极管的设计和布局
这种设计是基于标准CMOS工艺下，通过MPW在0.35μm工艺中得到实现的。当金属层直接沉积到低掺杂n型或p型半导体区域，形成一个肖特基二极管。当这两种材料彼此接触，由于电势差的存在就会产生一个势垒高度，电子必须克服的电流才能流入。低掺杂的半导体上的金属的阳极和半导体动脉插管，通过欧姆接触在阴极上。在我们的设计中只使用n型肖特基二极管。跨节的Al-Si肖特基二极管如图1所示。
在该设计中，没有出现P+有源区在n阱接触下接触材料是铝面积（等于到dxd）。因此，金属层将直接连接到低掺杂n阱区。其结果是形成了的Al-Si的肖特基二极管接触。对于铸造工艺中需要确定的参数，例如密度、功函数等，只能通过对该区域的肖特基二极管进行控制得以实现，进行二极管的I-V曲线或者其它参数的修改。
根据标准CMOS工艺基础上的肖特基二极管的布局及设计。首先，为了降低肖特基二极管的串联电阻，肖特基和欧姆接触电极之间的距离按照设计规则被设置为最小允许的距离。其次，采用肖特基二极管布局的方法。交织式的布局为每一个串联电阻提供了并联连接的途径，这是肖特基接触的优势所在。
5.所制作的二极管的测定结果
根据MPW，对肖特基二极管的不同部位通过三种交织方法进行标准CMOS工艺下的0.35μm制造，并对测得的结果进行了讨论。
5.1 I-V的功能
基于对串联电阻的考虑，肖特基二极管的IV功能可表示为：
通过拟合公式（3）和所测得的结果，我们可以得到实现SBD的方法，如表1的参数所示。
从表1中可以观察到，随着相互交织的树木的增多，串联电阻的阻值明显的降低。
为实现SBD的测量，势垒高度B的测量的统计结果如图3所示。在所测的90个样本中，SBD1、SBD2、SBD3各30个样本，从而求得实现SBD的势垒高度为0.44eV左右。
击穿电压是4.5V左右，在今后的工作中，在正常的SBD设计与生产中，击穿电压可以延长一些方法的使用，例如在自对准保护环境与SBD的制造过程中，
5.2 C-V的功能
其中，Nd为掺杂浓度的n-阱，Φn是费米能级之间的电位差和导带边缘相等于（EC-Ef）/q。
图4显示了测得的反向偏压为SBD的C-V曲线。
5.3 S参数测量和SBD高频建模
为了测量高频率的S参数设计的设备，每个SBD被放置了有三个探头焊盘。中间信号垫的大小是85μm×85μm和顶部/底部的的地面尺寸是85μm×135μm的。使用GSG探头和网络分析仪，我们可以得到S参数设计的SBD。但是，S参数的直接测量结果包括垫片、金属线和覆盖的寄生电容。对于设计的设备而言，尽管寄生参数是非常小的，但这些寄生参数是绝对不能被忽视的，在计算的时候应该将GSG探头直接测量的S参数减去。在本文所研究的设计中，我们制作两个虚拟的GSG信号垫作为测试装置，假如两个信号垫一个是伪GSG信号垫，一个是SBD信号垫，且两个信号垫同等大小。除此以外的虚拟信号垫都是开放的，这也就是我们所说的开放式信号垫。S参数由哑垫进行测量。接着就可以得到信号垫和金属线的寄生电阻和电容。将这些寄生参数减去，就能够得到S参数的无寄生电阻和电容。将这种方法称之为去嵌入技术。
使用测得的S参数可以抽象为高频模拟SPICE模型。图5显示SBD仿真离子模型的实现。L1和L2显示出的输入和输出串联电感。Ci和Co表示阳极输入输出电容和阴极节点。C1具有相互交织的肖特基二极管的两个端口之间的寄生电容。R1和R2为连接S参数下NWLL到地面下电阻的n-阱的模型。pn二极管反映的寄生虫n阱p-次二极管。在我们的设计中，可以用得到的pn二极管的参数通过标准CMOS工艺0.35μm的SPICE模型。
如图6所示，为S参数SBD1测量和模拟。表2给出了仿真离子模型的参数，频率SBD1从50MHz到40GHz，该模型可以匹配到30GHz的测量结果。
6.结束语
随着无线通讯具有的灵活性和高机动性的特点，其应用越来越广泛，也顺应了市场的需求。由于CMOS工艺在诸多的工艺中最为成熟、成本最低，却功耗最小，因此得到广泛的应用，随着技术的不断成熟，CMOS工艺基础上的肖特基二极管设计及实现也成为现实。也是未来射频集成电路发展的必然趋势。通过MPW在标准CMOS工艺制造的肖特基势垒二极管中的设计应用，可知铝硅接触的势垒高度约0.44eV。通过I-V，C-V和S参数测量可以实现SBD。通过本文所示，SBD设计的优势较为明显，最为显著的是设计成本较低，能够被广泛的应用与商业标准的CMOS工艺中。在以后的工作中，更多的重点将集中在标准CMOS工艺设计的SBD的反向击穿电压和频率范围扩展。
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篇5
关键词：三相交流电动机 集成模块
引言
油田采油设备中，三相交流电动机的使用占绝大多数，在日常的电气故障处理、更换自控箱等维护工作中，经常出现相序变更等现象，致使三相交流电动机反转，对单向运行的采油机械造成不利，易引发严重的机械事故、生产事故。
1 现状调查
1.1三相交流电动机使用情况
各式各样的抽油设备占孤岛采油厂生产设备的绝大部分，而作为提供动力的三相交流电动机更是广泛应用，平均一个注采管理站能达到100余台，确保三相交流电动机正常运转意义重大。
1.2游梁式抽油机的结构特性
游梁式抽油机的工作原理是通过电动机提供旋转动力-减速箱进行二级减速（高速旋转变为低速旋转）-曲柄连杆机构、游梁、驴头等装置将旋转运动变为直线往复运动-通过光杆带动深井泵将原油从地下采出。
抽油机的减速箱一般为二级减速，内部齿轮的配合有点啮合式、渐开线式等方式，不同的旋转方向，齿轮间的受力面是不一样的。在大负荷下，频繁改变减速箱齿轮转向，易对齿轮造成伤害，影响抽油机减速箱使用寿命。
减速箱两侧的曲柄销子是曲柄与连杆连接的重要部件，工艺设计上存在正扣与反扣的差别，正常工作时，曲柄销子的冕形螺帽不存在倒扣问题，一旦抽油机减速箱齿轮反转，那么曲柄销子反转，冕形螺帽就存在倒扣的危险，极易造成曲柄销子退扣脱出、抽油机翻机的严重事故。
2 电动机工作特性
2.1电动机的种类
孤岛采油厂的抽油机目前广泛采用的是三相交流异步电动机、三相交流同步电动机、高效永磁同步电动机等，直流电动机应用较少。
2.2三相交流电动机转向特性
三相交流电动机对运转方向没有要求，正反两个方向均可运转，现场根据生产设备的要求进行三相交流电动机转向的选择。影响三相交流电动机转向的唯一因素是三相交流电动机旋转磁场的旋转方向，任意改变三相交流电动机电源相序就能改变电动机旋转磁场的旋转方向，使电动机向相反的方向旋转。
3 相关集成模块
3.1 HCF4011四与非门集成电路
HCF4011四与非门集成电路（与CC4011只是生产厂家不同而已可以通用）CC4011是常用的CMOS四输入与非门集成电路，他的内部含有4个与非门，常用在各种数字逻辑电路和单片机系统中，功耗很小， CC4011的逻辑功能和管脚图顺序（如图1）。
3.2CD4027 双J-K触发器
CD4027是包含了2个相互独立的、互补对称的J-K主从触发器的单片集成电路（图3）。每个触发器分别提供了J、K置位、复位和时钟输入信号及经过缓冲的Q和Q反输出信号，输入输出引出端排列与CC4013双D型触发器相似。CC4027可用于性能控制、寄存器和触发器等电路。加在J、K输入端的逻辑电平通过内部自行调整来控制每个触发器的状态，在时钟脉冲上升沿改变触发器状态，置位和复位功能与时钟无关，均为高电平有效。
4 调整器工作原理（相序监视电路、控制电路）
4.1相序监视电路
该三相电相序监视器由相序检测电路、触发控制电路和LED显示电路组成（图4）。
相序检测电路由整流二极管，电阻器、稳压管组成；触发控制电路由四与非门集成电路构成；LED显示电路又四与非门集成电路中的非门D4、发光二极管、晶体管、电阻器构成。
在三相交流电相序正确时，非门D4输出脉冲宽度约3mm的负矩形波脉冲信号，使晶体管导通，绿色发光二极管点亮；若三相交流电相序错误，则D4输出高电平，使红色发光二极管点亮，而晶体管截止，绿发光二极管不亮，从而保证该装置按照正确相序安装。
4.2相序调整调整器控制电路
该电路由电源电路、相序检测电路、控制电路构成。电源电路由电源变压器、整流桥堆、电阻器、稳压二极管、滤波电容组成；相序检测电路由整流二极管、限流电阻器、稳压二极管、六非门施密特触发器构成；控制电路由双JK主从触发器集成电路、电阻器、晶体管、二极管、继电器、交流接触器构成。
工作时，接通电源，通过电源电路降压整流、稳压后为集成模块以及直流继电器提供+12V工作电压。三相交流电压分别经过整流二极管整流，电阻器限流，稳压管消波限幅以及六非门施密特触发器集成电路反向整形、变换为交流电负半周对应的方脉冲信号，分别加至双JK主从触发器集成电路的J、CP、K端。
当输入三相交流电相序为正相序时，经施密特触发器整形后的方波信号便依次滞后120度相位角，在双JK主从触发器集成电路的CP端输入脉冲的上沿到来时，J端为高电平，K端为低电平，Q端输出高电平，晶体管饱和导通，直流继电器吸合，常开触点闭合、常闭触点断开，接触器KM1动作，三相交流电动机正向旋转。
当输入三相交流电的相序为逆相序时。无论怎样的逆相序，双JK主从触发器集成电路的Q端均输出低电平，晶体管无法导通，直流继电器处于释放状态，其常开断开KM1控制电路，常闭接通KM2控制电路，经过KM2倒相序，保证三相交流电动机仍按正方向旋转，从而达到三相交流电动机恒转向的控制（图5所示）。
5 实施效果：
抽油设备绝大部分散布在野外，这是由油田的工作特性决定的，由于自然环境的恶劣、施工时动力电缆误损伤、更换电气设备、雷击、雨雪损害等一系列因素，造成三相电源相序常常产生变化，一旦相序连接错误，又没有被及时发现，很容易造成抽油机减速箱齿轮损坏，缩短抽油机减速箱使用寿命，曲柄销子退扣脱出造成抽油机翻机事故。
采用相序调整器对三相交流电动机控制电路进行改造，保证了电机的恒转向运转，大大增强了抽油机的生产安全性，减轻了现场工人的劳动强度，具有经济、社会双重效益，应用前景广阔。
6 结束语：
创新永无止境，作为一名工人，我唯有不断努力工作、不断努力创新来回报企业，为企业做出更大的贡献！
参考文献：
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【关键词】稳压电源；设计；参数
任何电子设备的工作都离不开直流电源，晶体管、集成电路正常工作都需要直流电源供电。提供直流电的方法主要有干电池和稳压电源两种。干电池具有输出电压稳定便于携带等优点但是其容量低寿命短的缺点也十分明显。而直流稳压电源能够将220V交流电转换为源源不断的稳定的直流电.它由变压、整流、滤波、稳压四部分电路等组成。参考电路如图1所示。
1.变压
稳压电源的输出电压一般是根据仪器设备的需要而定的，有的仪器设备同时需要几种不同的电压。单独的稳压电源，其输出电压在一定的范围内可以调节，当调节范围较大时，可分几个档位。因此，需要将交流电通过电源变压器变换成适当幅值的电压，然后才能进行整流等变换，根据需要，变压器的次级线圈一般都为两组以上选用合适的变压器将220V±10%的高压交流电变成需要的低压交流电，要满足电源功率和输出电压的需要，变压器选用应遵循以下原则：
（1）在220V±15%情况下应能确保可靠稳定输出。一般工程上变压、整流和滤波后的直流电压可以按下面情况确定：
一是要考虑集成稳压电路一般是要求最小的输入输出压差；二是要考虑桥式整流电路要消耗两个二极管正向导通的压降；三是要留有一定的余量。输出电压过高会增加散热量，过低会在输出低压时不稳定，由此来确定直流电压.
（2）变压器要保留20%以上的电流余量。
2.整流
是将正弦交流电变成脉动直流电，主要利用二极管单向导电原理实现，整流电路可分为半波整流、全波整流和桥式整流。电源多数采用桥式整流电路，桥式整流由4个二极管组成，每个二极管工作时涉及两个参数：一是电流，要满足电源负载电流的需要，由于桥式整流电路中的4个二极管是每两个交替工作，所以，每个二极管的工作电流为负载电流的一半；二是反向耐压，反向电压要大于可能的最大峰值。
（1）电流负载ID>IL；
（2）反向耐压为变压器最高输出的峰值VD>V2。
3.滤波
滤波的作用是将脉动直流滤成含有一定纹波的直流电压，可使用电容、电感等器件，在实际中多使用大容量的电解电容器进行滤波。图中C2和C4为低频滤波电容，可根据实验原理中的有关公式和电网变化情况，设计、计算其电容量和耐压值，选定电容的标称值和耐压值以及电容型号（一般选取几百至几千微法）。
C1和C3为高频滤波电容，用于消除高频自激，以使输出电压更加稳定可靠。通常在0.01μF～0.33μF范围内。
（1）低频滤波电容的耐压值应大于电路中的最高电压，并要留有一定的余量；
（2）低频滤波电容C2选取应满足：C2≥（3～5）；RL为负载电阻，T为输入交流电的周期。对于集成稳压后的滤波电容可以适当选用数百微法即可；
（3）工程上低频电容C2也可根据负载电流的值来确定整流后的滤波电容容量，即：C2≥（IL/50mA）×100uF。
4.稳压
经过整流和滤波后的直流电压是一个含有纹波并随着交流电源电压的波动和负载的变化而变化的不稳定的直流电压，电压的不稳定会引起仪器设备工作不稳定，有时甚至无法正常工作。为此在滤波后要加稳压电路，以保障输出电压的平稳性。稳压方式有分立元件组成的稳压电路和集成稳压电路。分立元件组成的稳压电路的稳压方式有串联稳压、并联稳压和开关型稳压等，其中较常用的是串联稳压方式。
（1）串联稳压电路
串联稳压电路工作框图如图2所示，它由采样电路、基准电压电路、比较放大电路和调整电路组成。
（2）集成稳压器
随着集成工艺技术的广泛使用，稳压电路也被集成在一块芯片上，称为三端集成稳压器，它具有使用安全、可靠、方便且价格低的优点。
三端稳压器按输出电压方式可分为四大类：
①固定输出正稳压器7800系列，如7805稳压值为+5V。
②固定输出负稳压器7900系列。
③可调输出正稳压器LM117、LM217、LM317及LM123、LM140、LM138、LM150等。
④可调输出负稳压器LM137、LM237、LM337等。
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电子电路课程是电工专业的专业基础课，也是非电工专业如计算机、机械等专业的非常重要的技术基础课程。电子电路课的主要任务是为学生学习专业知识和从事工程技术工作打好电子电路技术的理论基础，并接受基本技能的训练。学生学好该课程无论是对后续专业课程的学习，还是毕业以后的工作或者对继续深造都起着重要的作用。
1.教师的实践能力
经过几年的教学活动和参加产品开发研制工作，证明理论教学与实际结合是至关重要的。在电子电路课程中，学生最终应达到两个目标，一是会将实际电路抽象成电路模型，并能分析其原理，当电路出现故障时会修复;二是会分析已经绘出的电路模型，达到实现电路设计的目的。上述教学目标的实现，需具备两个条件，一是教师的实践能力，二是实验设备与手段。现任的成人高校教师中，90%是从应试教育的模式中培养出来的，他们中的绝大多数人都是从学校出来后直接进入教育岗位的。教师本身就没有实践经验，所以在教学中只能有意无意地避开实践环节。但这一现象导致了人才培养的恶性循环。因此，教师和学校都应从这一误区中尽快地走出来。教师是否了解学科技术的前沿，能否更多地将当前新工艺——现代新产品设计流程;新电子元件——目前广泛使用的新器件，新仪器产品——现代电子仪器的使用介绍等内容融入课堂教学是至关重要的。
2.学生的学习状况
在课堂教学中，开始学生还可以接受一些知识，但随着教学的深入，学生感到了困难，随之学习的兴趣越来越少，主动学习便是一句空话，学习者也就是为了应付考试，最终的教学目的很难达到。
3.实验课的现状
由于工科专业招生困难，大部分学校把经费都投向了计算机房等能马上收回成本、赚钱的项目上。因此，电工实验都在吃着老本，用着十几年前的仪器设备，跟不上现代工业的发展及电路设计的要求，实验质量也因此受到很大的影响。所以，合理地增加实验经费，更新实验设备已迫在眉睫。另外，课时的压缩，导致教师把重点放在知识的传授上，对于实践环节只用很少的课时，这对提高学生的动手能力是极为不利的。
二、电子电路教学方法探讨
1.注重基础知识的教学同时避免过于片面性
面对学生编写教材和教学时，模拟电子电路课程不易片面强调以集成电路为主，理由如下：
（1）模拟电子电路是学生第一次接触到的一门工程型、技术型、实用型的课程，它与先修课程“电路分析基础”和“信号与系统”有很大的差别。后者是讲述模型化电路和信号的分析方法，而电路的结构、元件的取值和信号的性质的不同并不影响分析方法的学习。但电子电路却是具有—定功能的实用电路，学生在学习模拟电子电路课程时，由于受习惯思维的影响，碰到的第一个疑点和难点是不理解电子电路课程的工程性特点;而且面对实际的电子电路进行分析和计算时，要引入有源器件参数的离散性和误差。考虑到这些基本因素，学生在学习电子电路的过程中是否能采用在一定的误差和容差范围内，忽略某些次要因数，而抓住主要矛盾来进行工程估算，使之既不失设计计算的正确性和可靠性，又能使分析和设计计算简单化。这种基本能力的培养，显然应该作为模拟电子电路教学的基本出发点，而片面强调以集成电路为主势必会削弱学生这种基本能力的培养和建立。
（2）模拟电子电路课的新概念多，所涉及的基本理论、基础知识和基本方法对专科生的培养起着重要的作用;而且课程的内容体系与其他相关的专业课程之间保持着紧密的衔接和交融，因此在基本概念的讲述上不能压缩篇幅。另外，概念清楚、基础理论扎实，也是灵活应用集成电路的关键。
（3）集成电路类型品种繁多，而且发展十分迅速，到底以哪些电路为主?即使花费很大力气讲清楚了几种，由于基础不扎实学生也不可能用好其他类型的集成电路。
（4）集成电路内部结构极为复杂，大量问题不是从电路的基本原理考虑，而是从工艺角度考虑的，从提高性能指标考虑的。若提倡以集成电路为主，很容易出现内部电路讲的过细的情况，影响了基本理论的学习。
（5）由于片面提倡以集成电路为主，有许多书籍用大量的篇幅讲集成电路的应用，例如运放组成的反向比例放大、同相比例放大、加法、减法等电路。其实这些内容十分简单，只要讲清楚分析问题的思路和要点即可，完全可以让同学自己分析。故集成电路的应用不宜延伸太宽。
从以上五个方面来看，片面强调以集成电路为主的提法容易偏离模拟电子电路课程的方向，不利于加强基本概念和基本理论的学习，不利于打牢基础。
2.以实例为基础，讲授课程的主要内容
为提高学生的学习兴趣，开始先提出一个实际问题，例如用比较通俗语言讲解“电视信号测量仪”的原理方框图，对“电视信号测量仪”产品的原理方框图，先提出问题，再解决问题，在解决问题中根据课程基础知识衔接问题，确定方框图中各个方框详细内容解剖的顺序，在讲解基本原理的基础上一个一个攻克。在学生的头脑中始终有一个主线——解决实际问题，课程的主要内容逐步展开，使学生清楚学习完某一个单元电路后，它可以解决什么问题，今后如何应用。
例如：介绍检波方框时，先介绍二极管的构成、符号和特性，在介绍二极管的各种用途时，重点讲解二极管的检波特性，即如何将交流电变为直流电的过程，同时使学生对单元电路和整体之间的关系有深入了解。又如讲解中频放大器方框时，从三极管入手，可将模拟电路的主要内容引出;在LCD显示方框中，可引出数字电路中许多常用的单元电路部件。
3.以实例为切入点，改进实验手段，培养学生的设计能力
在教学中尽量多地通过实例的引用，使课堂教学内容丰富，不断激发学生的学习兴趣。但增加实验课时与改进实验手段仍是实现培养目标的关键。首先应明确实验课已不是传统意义上的电路物理量的测量与计算、验证定理。随着计算机的迅速发展，实验应提供给学生电子自动化设计工具，如Pspice软件，该软件能够模拟电路的性能，可以把它引入到教学与实验中，课堂上以实例中的某一模块为切入点，用计算机模拟电路性能并进行输入输出测量，使学生对实际电路的性能有较直观的了解，并借助该软件分析电路。
4.在实验教学和实验室科学化管理中加强计算机的应用
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【关键词】电压比较器 高增益 低功耗 失调电压
模拟集成电路中比较器是一个基本模块，广泛应用于模拟信号到数字信号的转换。在A/D转换器中，电压比较器的增益，带宽，功耗，失调电压的特性严重影响整个转换器的转换速度和精度，传统的电压比较器采用多级结构，使用输入失调存储技术（IOS）和输出失调存储技术（OOS）对失调电压进行消除，增加了电路结构的复杂度和功耗，芯片面积也越来越大。但随着应用速度越来越高，功耗要求越来越低，IOS和OOS要求放大器有足够高的增益和带宽，这些因素对于其发展有一定的制约作用。
本文设计的电压比较器电路结构简单，采用了两级放大结构，前级放大采用差分放大电路，利用差分电路抑制共模信号的干扰，提高了共模抑制比，减少了信号中噪声的干扰，第二级放大采用共源共栅电路对失调电压进行了很好的控制，使电路的失调电压达到150μV，输出级采用推挽输出电路提升了输出的驱动能力，整个比较器的功耗非常低，芯片整个面积仅为29.56μm×25.68μm。该比较器设计主要用于高精度时间测量芯片中，通过比较器产生一个低延时的门控信号，对于整个时间测量电路达到一个精准的控制。通过仿真结果得知，该电压比较器满足应用需求。
1 电压比较器结构
如图1所示为CMOS电压比较器原理图，该比较器由偏置电路、差分放大器、共源放大器和推挽级输出电路组成。其中，M1管和M2管组成偏置电压电路，为差分放大器和共源放大器提供偏置电压。通过调节M1管和M2管的宽长比，让差分放大器和共源放大器得到合适的工作电流，合理设计差分放大器和共源放大器，主要考虑输入失调电压、输入共模范围、输出信号的增益和带宽的影响，设计出一个性能最优的比较器电路。M10管和M11管组成一个推挽输出级电路，提升输出信号的驱动能力，为了能更好的和其它电路进行协同工作。
该电压比较器的工作原理如下：是同相输入端，是反相输入端。当输入电压高于时，M3管导通，，M3管和M7管的电流相同，M8管又与M7管为镜像电流关系，M8管导通，使，b点为高电平，c点为低电平，Vo输出高电平。当输入电压低于Vb时，，因此，M4管导通阻抗低，b点为低电平，导致M9管导通，c点为高电平，Vo输出为低电平。
1.1 偏置电压电路设计
M1管和M2管组成偏置电路提供M5管和M6管的栅极电位。偏置电路采用PMOS管和NMOS管栅漏极相连，两管子均工作于饱和区，为差分放大器和共源放大器提供恒定的电流源。因此，
1.2 差分放大器的设计
差分放大电路的作用有两个：首先对输入信号进行放大，这样就可以对比较级电路的比较时间进行降低，同时把总体延时降到最低；其次是对输入信号差值进行放大，这样就可以把失调电压对整个电路的影响降到最低。高带宽在高速比较器中是一个重要影响因素，高的带宽可以使整个电路的比较时间减少，从而对于比较器的速度进行提高。
负向共模输入电压决定了差分输入对管。负向共模输入电压取决于M5管进入饱和区的条件。负向共模输入电压为。
M3管、M4管和M5都工作在饱和区，三个管子的阈值电压相等。
考虑到负向共模范围低和电压增益高的要求，取=1.2V ，由式（7）可以得到M3管的宽长比。
M3管和M4管是完全对称的输入对管，所以可以得到。
有源负载对管M7和M8由正向共模输入电压决定，正向共模输入电压取决于M3管进入饱和区的条件，则得到：
设计共模输入电压=3V，。I0为差分放大器的工作电流。由式（8）可以得到M7管的宽长比。M8管和M7为对称有源负载对管，所以得到。
差分放大器的放大倍数为：
1.3 共源放大器的设计
共源放大器由M6管和M9管组成，M6管为有源负载，M6管与M2管为镜像电流关系，已经确定M6管的宽长比，M9的设计主要考虑共源放大器的放大倍数和输入失调电压的影响。为了减少输入失调电压对共源放大器的影响。差分放大器和共源放大器应满足式（10）比例关系：
由式（11）知共源放大器的放大倍数与工作电流成反比，由于M6管和M9管的输出阻抗与成反比。放大倍数还与沟道长度调制效应有很大关系，沟道长度越大，沟道调制效应越小，和越小，MOS管的输出阻抗越大，放大倍数就越大。还可以通过调节输入管M9的宽长比提高电压增益。
1.4 推挽输出级的设计
输出缓冲级是CMOS倒相器，它是为提升输出的驱动能力、降低输出的上升时间和下降时间而设立的，因此，该级的驱动电流设置较大，输出的上升时间和下降时间对称。推挽输出级由M10管和M11管构成，两管均工作在线性区。
2 电路仿真
该电路是在TSMC 0.18μm CMOS工艺下，电源电压为3.3V，利用Cadence公司的Spectre仿真器进行仿真。仿真条件为tt工艺角，温度为27℃。如2所示为电压比较器的瞬态仿真，同相输入端加入一个频率为10MHZ，幅度为800mV的正弦信号，反相输入端加入一个2.1V的直流信号，输出端得到一个方波信号。电压比较器的下降沿时间为754ps，上升沿时间为913ps。
图3为电压比较器的交流仿真结果，由图中可以看出比较器的增益为92.123dB，带宽为10MHz，相位浴度为53deg。
在同向输入端设置输入电压为变量Vin，反向输入端输入电压2.1V，Vin的输入变化范围为0―3.3V，通过直流仿真得到输出信号与Vin的变化关系，得到了电压比较器的传输特性曲线如图4所示，从图中可以看出，实际电压跳变转换点和理论转换点电压值有一定的误差，输出电压跳变需要一个过渡区间。
功耗在电压比较器的电路设计中是一个重要因素，近几年集成电路的工艺尺寸向纳米级的不断发展，电源供电电压越来越小，对于电路的功耗要求越来越高。整个电路功耗主要包括静态功耗和动态功耗。动态功耗不仅取决于负载还与工作频率，电源电压，集成度和输出电平有关。静态功耗等于电源电压和工作电流的乘积。图5为比较器工作电流仿真曲线图，可以看出，电压比较器工作时平均电流为87.5μA，电源电压为3.3V，得到比较器的功耗为0.289mW。
表1为本文和别人设计的电压比较器进行的一些性能对比，从表中可以看出在带宽、功耗和失调电压与文献（8）和（9）差不多的情况下，其增益明显高于对方，对于在时间测量系统中，其开始和结束信号的判断有很大的作用，满足了预期的设计目标。
3 版图设计
版图设计如图6所示，比较器中有差分电路，为了保证差分对的完全匹配，采用了共质心对称结构，图3中的差分对管M3、M4版图对应左下角部分，差分对管M7、M8版图对应左上角部分，偏置电路和输出缓冲级电路利用了叉指结构匹配。版图的总共面积为29.56μm×25.68μm。Vin+和Vin-为比较器的同向和反向输入，out为输出端。
4 结论
本文基于TSMC 0.18μm CMOS工艺设计的电压比较器具有高的增益，低失调电压，低功耗，结构简单等特点。该比较器采用两级放大，第一级采用差分放大器减少了输入的失调电压，提高了输入的共模范围，第二级采用共源放大器得到了高的电压增益，输出级采用CMOS倒相器结构简单，提高了输出的驱动能力、减少了输出波形的上升沿和下降沿的时间。从仿真结果看，该电压比较器达到了预期的效果，可用于A/D转换器、编译码器、高精度测时电路中。
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作者简介
苟欣（1991-），男，陕西省汉中市人。现为宁波大学信息科学与工程学院硕士研究生在读。研究方向为集成电路设计。
杨鸣（1963-），男，浙江省宁波市人。现为宁波大学信息科学与工程学院研究员，主要从事光机电一体化和高分辨率自动显微镜方面的研究。
篇9
【关键词】太阳能充放电控制电路;12V/7AH蓄电池;12V/3W灯泡;光伏板
一、前述
太阳能是清洁能源，充分利用太阳能将是科技研究的重量方向，设计一款便携式太阳能产品，解决人们外出旅行、船上用电、应急照明、手机充电等的需要。具有非常大的实用价值。
二、设计思路
1.产品的定位及组成
家用照明为主，可户内户外方便使用。
配一只12V/7AH蓄电池。
配一只12V/3W高亮度LED灯泡（相当于10W普通节能灯），因电池充满电LED灯泡一次可亮28H，基本满足户内户外要求。
配一块光伏板，光伏板要求：光伏板的开路电压VOC不高于蓄电池电压的1.8倍，即≤21.6V，光伏板的工作电压VMP不低于蓄电池电压的1.2倍。即≥14.4V，最大充电电流IMP≈0.1C（C是电池容量），这样可以最快10H充满蓄电池。考虑到价格、方便携带等选用一款多晶光伏板，尺寸小（0.3M*0.25M），重量轻，参数：VOC=21.6V VMP=17.3V IMP=0.58A。
2.电路板的功能
a.有充电过压保护，放电欠压保护，短路过流保护，电池电量指示功能等。
b.有12V输出接口及USB输出接口（可给手机充电），考虑到LED灯内有稳压驱动电路，可工作于7-20V，故电路板12V输出不作稳压处理，只对USB的5V输出作稳压处理。
c.太阳能充电优先功能，即在关闭总开关时，如有太阳能光照射也会自动进行充电，充满电自动关闭，保护电池。
d.由于充电优先功能，必然会有一个自耗电的产生，这就要求这自耗电足够小，以防长时间不充电会耗光蓄电池，而损坏蓄电池（因蓄电池的正常电压为10.8V―14.9V，大于或小于这电压会严重损坏蓄电池），设计自耗电≤0.15MA，这样就能维持5年（h=7ah/0.15ma=46600h=5年），从而可乎略不计这自耗电。
e.充电方式的选择，太阳能充电可有多种方式：buck-boost电路、MPPT方式、单片机控制方式、普通集成电路组合而成等。buck-boost电路虽然很好，但相对于这个电路，因光伏板电流较小，反而会效率不高，甚至启动困难，电路复杂。MPPT方式电路太复杂。用单片机需要编写程序，技术水准要求较高。用普通集成电路组合成本低，电路简单，适合大部分人，故选用这种电路设计。
三、电路设计
电路设计如图1所示。
1.充电保护电路
主要由U1、Q1、Q7、D3组成（D1为充电指示灯，D3是TL431作2.5V基准电压，D2、D12为防反向充电二极管），当S1开关关闭，光伏板的电压通过D13一路给U1的4脚供电，另一路通过R19接到D3产生2.5V基准电压，输入到U1的3脚。同时蓄电池的电压经过R7、R8分压输入U1的2脚，当蓄电池电压低于13.9V时，U1的2脚电压小于3脚，通过内部比较器从1脚输出高电平，使Q1导通，就使Q7导通，D1亮，光伏板通过Q7、D2、D12对蓄电池充电。当蓄电池电压高于14.9V，U1的2脚电压大于3脚电压，1脚输出低电平，使Q1截止，就使D1灭Q7截止，充电停止。
由于蓄电池充电有虚电的特性，当蓄电池一充到14.9V时，电路会马上关闭，蓄电池电压会马下下降，而一旦电压低于14.9V，电路又会马上充电，一充电又马上达到14.9V，电路又会马上关闭，电路就会产生高频振荡，如图2所示：
图2
为解决这个问题，充电电路增设了回滞电路，由R52、R53、D11组成。当蓄电池电压低于13.9V时，U1的1脚为高电平，充电状态，同时D11截止，U1的3脚基本为2.5V，当蓄电池电压大于14.9V时，2脚的电压就会大于3脚的电压，于是1脚变为0V，充电关闭，同时D11导通，于是2.5V经过R52、R53分压，U1的3脚变为2.2V，于是只有当蓄电池电的电压下降到低于13.9V，2脚的电压才能低于3脚的2.2V电压，1脚才能输出高电平，同时3脚又变为2.5V，电路又重新充电，如图3所示：
图3
电路快充满电时会有短时低频振荡，充满停振。蓄电池的充电特性变为，如图4所示：
图4
2.放电保护电路
主要由U1、Q2、Q3、Q4、Q6、D3、R27等组成。由于放电电流较大，故Q6采用一个PMOS管IRF5305。放电欠压保护电路也采用回滞电路组成，由D10、R51、R20、R21组成，通过调节R51阻值大小可调节回滞电压的大小，原理同充电电路类似，这里不再详解。主要讲解一下过流保护电路：当流过R27（0.01欧/1W）的电流大于40A，就会产生大于0.4V的电压，于是U1的5脚电压大于6脚的电压，6脚电压为0.4V（2.5X2/12=0.4V），于是7脚输出高电平，Q3导通，C8迅速放电，9脚为0，使Q4导通，14脚输出0，使Q2、Q6截止，实现过流保护。由于C8与R16组成的RC充电电路具有延时作用，约3秒后C8的电压大于10脚的电压，使8脚输出0，使Q4截止，又实现了正常的放电功能，实现自恢复过流保护功能，能过调节R10、R11的比值可控制过流电流的大小，由于12V/3W的LED灯瞬间启动电流不超过30A，故设定40A即可。
3.电量指示电路
主要由U3、D4、D5、D6、D7等组成，U3的2、6、9、13脚接2.5V基准电压，当蓄电池电压大于11V时，U3的10脚电压大于1脚的电压，于是8脚输出高电平，D7亮，同理，蓄电池电压分别大于11.8V，12.5V，13V时，D7、D6、D5、D4会逐步点亮，于是就实现了简易的电池电量指示功能。如图5所示。
4.USB的5V稳压电源
采用成熟的电路，用LM2575-5.0集成电路构成，具有电路简单，效率高，输入电压宽（达7V-40V）等特点，如图6所示。
图6
四、测试
电路经设计，PCB制作，SMT贴片加工后，最后测试，接法如图7所示：
图7
测试方法：
a.可调电源2调节电压10.5―14.5V，电路板上的D4、D5、D6、D7会依次点亮。
b.USB输出接口的A=1a，V=5v。
c.可调电源2调到12V，LED灯泡短路一下，灯泡会马上灭，过3秒又会亮，测试短路过流保护功能。
d.可调电源2调到10.8V上下，LED灯会灭，回调到11.1V，灯又会亮，测放电低电压保护功能。
e.可调电源1调到9V，可调电源2调到14.9V，电路板充电指示灯D1会灭，回调到13.9V又亮，测充电过电压保护功能。
f.关闭开关，用MA表测自耗电，为0.12ma。
经全部测试后，电路板所有功能符合设计要求，最后组装完成，如图8所示：
图8
经实际试用，效果良好。
篇10
关键词:欠压锁存;电源管理;带隙基准;滞回区间;BCD工艺
中图分类号:TN710文献标识码:B
文章编号:1004-373X(2009)20-007-04
Design of Under Voltage Lock Out Circuit Based on 0.5 μm BCD Process
WANG Wei,LI Fuhua,XIE Weiguo
(School of Electronics and Information,Soochow University,Suzhou,215021,China)
Abstract:According to the necessary function of Under Voltage Lock Out (UVLO) in DC-DC power management systems,an improved UVLO circuit is proposed.The circuit realizes stability of parameters such as threshold point voltage,hysteretic range of the comparator etc,without utilizing an extra bandgap reference voltage source as compare reference.The UVLO circuit is implemented in 0.5 μm BCD process of CSMC.The results of HSpice simulation tool show that the UVLO has simple circuit,sensitive response,low temperature draft and low power consumption.
Keywords:under voltage lock out;power management;bandgap reference;hysteretic range;BCD process
随着集成电路技术的发展,对电源管理芯片的开关频率、传输延迟、稳定性、功耗等各种要求越来越高,以保证电源电压在波动的情况下能够可靠的工作。
一般的电源芯片上电启动时,电源会通过输入端的等效电阻和电容对其充电,使得电源芯片的电压逐步上升,直到电压上升到芯片的开启电压时电路正常工作。然而若系统的负载电流较大,有可能把电路的电压拉低到开启电压以下,出现一开启就关断的情况。为了保证电路正常进入启动状态并且稳定工作,同时也为了电路工作时电源电压的波动不会对整个电路和系统造成损害,一般使用所谓的欠压锁存(Under Voltage Lock Out,UVLO)电路对电源电压实时监控和锁存。
传统电源管理类集成电路的欠压锁存电路的设计思路都是由比较器、带隙基准参考电压和一些逻辑部件构成的[1-3],其存在响应速度跟不上,功耗大,电路面积太大等问题。针对这些问题,设计一种新的欠压锁存电路,在不使用额外的基准电压源和比较器以及复杂的数字逻辑的情况下,能够达到UVLO的各项指标。它最主要的特点就是具有简单的电路结构、高的反应速度、低的温度敏感性和精准的门限电压,同时版图面积节省、功耗较低。
1 应用框图与传统电路结构
图1是DC-DC电源管理系统结构图。引脚Vstr直接与220 V交流整流器相连,最大耐压650 V。只要芯片一上电,UVLO电路就实时地对电源电压进行监控。芯片刚上电时,电流通过引脚Vstr给引脚VCC外接电容充电,当充电到芯片预置的开启电压Von时,UVLO电路输出电平发生翻转,芯片内部电路开始工作,Vstr对地短路,芯片电源由辅助变压器对VCC外接电容充电供给。正如上所述,UVLO电路同时设置了一个关闭电压Voff(Voff
由此可见,UVLO电路实质上是一个迟滞电压比较器,它必须具备反应速度灵敏,门限电压稳定,滞回区间合理,温度漂移较低等特点。
但是许多电源管理类集成电路的欠压锁存电路的设计思路都是由比较器、带隙基准参考电压和一些逻辑部件构成的[1-3],如图2所示。不是响应速度跟不上,就是功耗太大,更重要的是这种电路使用带隙基准参考电压源和分压电路,太过于复杂,使得电路面积太大而不利于降低成本。
图1 DC-DC电源管理系统结构图
图2 传统的UVLO电路结构图
在此提出一种基于0.5 μm BCD工艺的UVLO电路,在不使用额外基准电压源和比较器以及复杂数字逻辑的情况下,能够达到UVLO的各项指标,其最主要的特点就是具有简单的电路结构、高反应速度、低温度敏感性和精准的门限电压,同时版图面积节省、功耗较低。
2 电路工作原理
如图3为所设计的UVLO电路图。
图3 应用带隙基准比较器的UVLO电路图
晶体管Q1和Q2,电阻R1,R2利用了带隙基准原理组成的比较器,有些文献也把这种比较器称为带隙基准比较器[4]。文献[4]给出了类似的电路拓扑结构,但是对于电路具体工作原理没有做出详细的解释。MOS管M2,M3为其提供有源负载, M1,M2,M3,M4,M5,M6组成镜像管, R3,R4,R5,R6和M9组成电阻分压网络,其中M9管的作用下面会详细介绍,R7,M7;R8,M8组成两级反相器,Vaa是由VCC通过稳压二极管产生。
取晶体管Q1的发射区面积是Q2的6倍,那么两个晶体管的跨导关系是[5-7]:
gm1=6gm2
由于电阻R1,R2的射极反馈作用,所以晶体管Q1,Q2的等效跨导分别是:
Gm1=gm1/[1+gm1(R1+R2)]
Gm2=gm21+gm2R2
Gm1=gm21/6+gm2(R1+R2)=
gm21+gm2R2+gm2R1+1/6-1
一般情况下gm2R11,所以Gm1
(1) 当VCC比正常供电低的情况下,由于Q1的等效跨导较Q2的跨导小,流过Q2的电流IC2比流过Q1的电流IC1小。如果M1,M2,M3,M4,M5,M6都处在饱和区,那么通过电流镜M1,M2,M5,M6镜像到M6管的漏电流ID6比通过电流镜M3,M4镜像到M4的漏电流ID4(ID4和ID6均指的是大小而不包含方向)大,这在同一条直流通路下是不可能的,这就驱使M6进入线形区,以保持和M4的漏电流相等。这样带隙基准比较器的输出X点为低电位,经反向后UVLO输出高电位从而关闭基准电源和锁存整个芯片。应当注意的是此时M9管处于导通状态。
(2) 当VCC继续上升到接近Von时,流过Q1和Q2集电极电流近似相等,即IC1IC2,那么这时所有镜像对管都处于饱和区且电流相等。由于PMOS导通电阻比NMOS导通电阻大2~3倍,选择Vaa=5 V,则X点电位大于M7的阈值电压,M7管导通且首先工作在饱和区,选择M7,M8管的宽长比相等, R7=R8,此时:
VUVLO=VGS9=Vaa-ID7,D8R7,8
只要适当选择M7,M8管的宽长比和电阻R7,R8的大小,就能使得UVLO仍然输出高电平,从而达到关断基准电源和锁存整个芯片的目的。
(3) 当VCC上升到大于Von时,由于Q2比Q1的跨导大,所以,IC2迅速超过IC1。假设带隙基准比较器中各个镜像对管都处于饱和区,则同第二节(1)中的分析。同一直流通路上的电流ID6较ID4小,这是不可能的,所以这会驱使M4管进入线形区。这样,带隙基准比较器输出X点电位上升到高电平,经反相器反向后使得M9管关闭, A点电位进一步被拉升,从而确保UVLO输出为低电平,使得芯片正常工作。正是由于镜像对管对流过它们电流差异具有高度敏感性,所以这种UVLO电路反应速度很快。
当VCC由高压慢慢变低时,同样也有三种情况:
①当VCC
② 当VCC下降到接近Voff时,类似于前面提到的(2),这时IC1IC2,带隙基准比较器中的各个镜像管都工作在饱和区,X点的电位同样可以驱动M7管导通,且使其首先进入在线性区(注意同前面提到的(2)的区别),M9管关闭,UVLO输出仍为低电压。
③ 当VCC下降到Voff时,IC1>IC2,M6进入线性区,X点电位被拉低,经过反向器作用,M9管导通,此时进一步达到低压锁存的效果。应当注意的是此时的Von≠Voff。
从上面的分析可知,当晶体管Q1和Q2的集电极电流相等时,带隙基准比较器各个镜像对管都工作在饱和区,此时A的电压大小非常关键。设此时A点电压为VREF,Q1,Q2集电极电流为:
IC1=IC2=(VBE2-VBE1)/R1
对于双极晶体管的基极发射极电压,有以下关系:
VBE=VTln(IC/IS)
而IS∝SE,其中,是晶体管发射极面积。由于Q1的发射极面积是Q2的6倍,所以,式中:
IC1= IC2=(VTln 6)/R1
VREF=VBE2+2IC2R2=VBE2+2(R2/R1)VT ln 6
由于VBE具有负的温度系数,而VT具有正的温度系数,只要适当选择电阻R1、R2的比值,就可以实现几乎零温度系数的带隙电压[8]。现在再分别计算Von和Voff。
由上面分析可知,当电源电压VCC升高到尚未达到UVLO的开启电压Von时,UVLO输出高电平,且M9处于导通状态(忽略其导通电阻),此时A点电压为:
VA=R4+(R5∥R6)R3+R4+(R5∥R6)×VCC
只有VA>VREF时,UVLO的电平才会翻转,这样就得到了开启电压的门限值Von,
R4+(R5∥R6)R3+R4+(R5∥R6)×Von=VREF
Von=R3+R4+(R5∥R6)R4+(R5∥R6)×VREF
一旦VCC>Von,M9管关闭,这时A点电压:
VA=R4+R5R3+R4+R5×Von
大于VREF,使得UVLO更稳定地输出低电平。
同理,可以得出UVLO的关闭电压值Voff:
Voff=R3+R4+R5R4+R5×VREF
那么UVLO的滞回区间为:
Von-Voff=
R3+R4+(R5∥R6)R4+(R5∥R6)-R3+R4+R5R4+R5×VREF
3 电路仿真与分析
使用HSpice电路仿真软件在 CSMC 0.5 μm BCD工艺库下对UVLO电路进行仿真。由上面分析可知,UVLO电平翻转与晶体管Q1,Q2集电极电流变化速度快慢密切相关,所以对带隙基准晶体管上集电极电流变化做了如图4的仿真。从图4中可以明显看出,在2 ms以前,IC1>IC2,UVLO输出高电平。在2 ms时,两个晶体管的电流都急剧变大,但是由于Q2管的跨导比Q1管小,所以很快,IC1
图4 UVLO随及晶体管集电极电流随电源电压变化关系图
因为DC-DC芯片应用的温度范围比较大,而且工艺中的电阻、晶体管等受温度影响也比较大,所以在实际设计中,应当充分考虑到这点。在此对UVLO在不同温度下进行仿真,尽可能把滞回区间的误差缩小到很小的范围内,以满足DC-DC芯片在宽温度范围内工作。表1和图5是对本文所设计的UVLO电路在-40 ℃,25 ℃,80 ℃和140 ℃下的仿真结果。从中可以看出,在25 ℃时,Von=9 V,Voff=7 V,滞回区间是2 V。在其他温度下的偏差最大也不超过0.2 V,可见其最突出的优势是可以在宽温度范围内工作而不失精度。
表1 典型温度下Von和Voff的测量值-40 ℃25 ℃80 ℃ 140 ℃
Von/V8.8399.129.16
Voff/V6.8777.037.08
除此之外,当芯片发生欠压锁存时,芯片的功耗也是非常小的。这主要是因为当芯片发生欠压锁存时,芯片的其他部分都不工作,也就不消耗功率,UVLO电路的主要功耗是流过带隙晶体管和R3,R4,R5,R6电阻的电流所产生,只要适当地调节这些电阻阻值就可以把功耗降低到最低,但是考虑到版图的面积,实际仿真中的功耗可减小到150 μW以下。
4 版图设计
使用CSMC 0.5 μm BCD工艺技术,对UVLO电路设计版图[9,10]。由于利用带隙基准原理,在要求精度较高的情况下,设计时应注意UVLO模块与其他模块隔离。与传统的UVLO电路相比,最显著的提升就是版图面积大大缩小,只要工艺中包含高阻值的电阻类型,这种优势就更为突出。
图5 典型温度下UVLO输出特性曲线图
5 结 语
在此针对DC-DC电源管理系统所必须的欠压所存功能,详细介绍一种新的改进UVLO电路,相对于传统的UVLO电路,它最突出的优点是不使用额外的带隙基准源和复杂的数字逻辑,因此节省了芯片面积。 HSpice仿真结果表明,它在-40~+140 ℃范围内最大失真不超
过2%,因此可以在宽温度范围内工作。基本适用于各种类型的电源管理类芯片,对工艺要求也不高。
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