滤波电路的设计与仿真范文

导语：如何才能写好一篇滤波电路的设计与仿真，这就需要搜集整理更多的资料和文献，欢迎阅读由公务员之家整理的十篇范文，供你借鉴。

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关键词：ADS；发夹型优化

中图分类号：TP391 文献标识码：A 文章编号：1009-3044（2016）33-0225-02

滤波器的主要作用是用于隔离频率，让需要的频率信号通过，将不需要的频率信号虑除。滤波器是射频收发端系统广泛使用的一个无源器件，它的性能好坏会直接决定系统性能指标能否实现。射频和微波电路中使用最多的就是微带线滤波器。微带滤波器一般有平行耦合微带滤波器，交指滤波器和发夹型滤波器等。本文就是设计一个发夹型微带带通滤波器。

1 发夹型带通滤波器的设计方法

发夹型微带带通滤波器结构比较紧凑，它可以由半波长谐振单元和平行耦合线弯成“U”型结构得到，我们称此类[“U”]型谐振电路为发夹谐振。所以发夹滤波器的设计也可采用平行耦合线滤波器或半波长谐振滤波器的设计方程。但是弯曲成“U”型的谐振器也得考虑到耦合线长度的减少量，因为它会降低谐振器之间的耦合。倘若两个发夹臂之间的距离靠得非常近，那么它们本身也能够等效为一组耦合线，这会在一定程度上影响到电路的耦合。为了提高发夹滤波器设计的精确性，将采用一种全波EM仿真的设计形式。

发夹微带线线宽一般取1mm，“U”型臂间距取2mm，由上式可以算出输入端和输出端的抽头位置t为5.44mm，由抽头线的终端匹配阻抗50Ω可以得到抽头线的宽度为1.81mm，由耦合系数M1，2和M2，3和两个相邻发夹的间距s1和s2，s1约为0.25mm，s2约为0.45mm（该图是通过ful1-wave EM仿真求得）。

绘制ADS发夹线带通滤波器原理图，设置参数，开始电路仿真、参数优化。优化后的原理电路如图1，优化后仿真曲线图如图2。

因为原理图仿真是在理想情况下进行的，它没有将电路板实际制作中可能遇到的各种耦合、干扰等因素考虑进来，所以想要使仿真结果更加精确，就有必要在ADS中再进行版图仿真。在整个ADS仿真过程中，可能会出现原理图仿真曲线符合要求，版图仿真曲线却偏离指标要求的情况，这种情况下就需要回到原理图中依据版图仿真曲线和指标要求的差别来调整参数，这样多次调整参数，直到满足指标要求为止。经过多次的调参优化后，最终得到了满足指标要求的发夹型滤波器版图如图3，曲线图如图4及优化后尺寸数据如表1。

3 结束语

从发夹型微带滤波器电路仿真过程可以发现，ADS软件极大的便利了微波电路设计。通过ADS设计、仿真，我们发现只进行原理图仿真是不够的，还需要对微带带通滤波器进行版图仿真，直至其仿真取得理想的仿真效果。虽然软件仿真不能替代实物制作，但是版图仿真的尺寸和实物尺寸无限接近，所以它对微波电路分析具有很重要的指导作用。ADS软件的使用，O大地缩短了设计周期，提高设计效率。

参考文献：

[1] JIA-SHENG HONG，M. J. LANCASTER.Microstrip Filtersfor RF/MicrowaveApplications，JOHN WILEY & SONS， INC，2001.

[2] 黄玉兰.ADS射频电路设计基础与典型应用[M].人民邮电出版社，2010.

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关键词：教育现代化；仿真实验教学；射频电路；电子信息技术

中图分类号：TM933.3+3

1引言

高校《射频电路》教程介绍了射频电流的基本理论和仿真实验设计方法，能够使大学生通过科学的仿真实验，验证相关的物理现象和反应，在加深学习印象的同时，也提高了实践能力，这与素质教育的初衷不谋而合。所谓射频，指的是大容量通信载波电磁频率，其频率在200KHZ到500GHZ之间不等，可用于传送电话以及电视信号等。通常，射频电路的计算往往是复杂而繁琐的，最重要的是要在多个不同的近似值中找到最合理的一个数值，此外，器件的变化也会影响最终的优化值，使其受到多种复杂因素的影响导致实验的不稳定性。所以，仿真实验设计显得尤为重要，也是设计射频电路的必要手段，是射频工作人员必须掌握的项目之一 。通过射频仿真实验，高校学生能够充分理解实验的设计思路和原理，在独立自主的情况下观察数据变化，分析实验结果。

2《射频电路》中射频仿真实验设计

下面我们主要介绍两种滤波器设计的仿真实验，实验主要以ADS为工具进行。

2.1集总参数滤波器设计

滤波器，即信号处理器，在射频电路中是不可或缺的器件之一，它能够有效传送系数和发送频率波，反射耗损及形状系数等。本次仿真实验利用了集总参数原件实现滤波器设计，它指的是电容、电阻这些元件，它们的频率较低，通常在1GHz以下，因此教材中采用了7级滤波器。首先，要设置实验的总体属性，步长定位于10MHz，其他数值为默认。然后开始实验步骤，将元器件放于规定位置，再将变量的极限范围确定好，保证滤波器的电路是对称顺畅的。值得注意的是，元器件署名必须保持唯一性，在选择配件时要选择与配件一致的名称。其次，添加矩形窗口LowPass-Lumped-Graph，将复选框里的全部打对勾，然后将参数设置为D33，D35。再次，进行优化目标。将算法设置为Local Random，根据电路原理中的变量属性确定能否将每一个变量进行优化。也许优化结果与仿真目标有一定的差距，这需要我们逐渐改变变量的初始值和极值范围，若仍存在误差，则打开TUNER进行微调。由此可见，集总参数滤波器的设计不适用于高频率的工作节奏，将电容与电感互换位置会使低通和带通效果更好。

2.2 耦合微带线带通滤波器设计

耦合微带线带通滤波器用于抑制通信系统的噪音问题，用ADS软件建模后的耦合微带线带通滤波器能够实现带宽120MHZ的频率进行试验。

首先，我们需利用ADS协助操纵频域和时域电路仿真的优化设计，将标准参数选好后，统一归化值。再次确定上边频和下边频，将微带线的实际尺寸与标准数据相核对。

其次，归一化后的滤波器阶数要与元件参数相吻合，然后保证带通滤波器电路的奇模和偶模抗阻顺利，如果遇到较为繁琐的运算，可使用现有的计算工具帮助运算。通过一段时间的抗阻后，不难得出微带线路板的参数和微带线的几何尺寸。

再次，设计电路原理图上的各项数据都计算完毕后，即可连接电路进行仿真。仿真过程中得出的数据可能和理论值差异较大，这时我们可以采用OPTIM进行修复优化，将取值范围和试验次数进行不断的调整，直至达到或接近理想值。在仿真实验进行的过程中，学生要仔细观察各项参数的变化对试验结果有怎样的影响，以及都有哪些因素能使设计结果发生改变。

最后，进行版图的仿真设计。电磁场数据的计算要通过矩量法，先添加PORT程序以生成版图，再将仿真窗口设置为优化变量值，这样初步的仿真曲线就形成了，若曲线与实际偏差较大，可继续重复上一步骤进行重新优化，直至得到理想曲线为止 。或者将变量的初始值更改为优化目标的参数值，这样得到的数据会更为接近实际操作结果。上述步骤的仿真试验是耦合微带线带通滤波器的制作依据，实验参数对科研具有很大的参考价值。

3 射频仿真设计所需的软件

现代化的教学设备和手段已经成为新时期高校教育改革的新目标，实验室条件的不足会直接导致教学成绩的不理想，下面我们就射频仿真试验所需的Multisim 10和ADS两种高科技软件进行简要介绍。

3.1 Multisim 10仿真软件

Multisim 10是用于设计电路和虚拟仿真试验的软件，广泛应用于实验室和工程设计中，它为元器件提供了20000多种高效模拟模型和RF组件，必要时用户还可自己编辑程序。它在数字电路和射频电路的仿真效果上是其他软件无法比拟的 。

Multisim 10能够为射频电路提供基本的设计方案，其射频模块与射频元件能够根据用户所需自动生成模拟器，随时解决SPICE在高频工作中出现的不稳定因素。高频电路实际上相当于一个双端口的局域网，需通过插入电路才能完成射频分析，而Multisim 10恰好具备最大功率的传输放大器，由射频功率管将元件依次放入电路中。然而，《射频电路》教程中也包含了低频电子线路的相关内容，为了使Multisim 10在实验室中通用，我们通常选择静态工作点，使摆幅控制在V CC / 2以内。

3.2 ADS仿真软件

ADS仿真软件能为射频电路仿真实验提供一系列功能强大的优化器，通过系统设置自动得到最优值，最优值数据往往与教材中的理论值非常近似，非常适合学生理解与运用。ADS原理是从最基本的电路设计为起点，使用S参数进行仿真和设计。有关ADS软件的设计资料相当丰富，可吸取经验的实际案例也比较多，当学生在自主实验的过程中遇到任何不懂的疑问或操作上的难题，可随时通过资料参考解决，从而有利于其自主学习习惯的养成。

4 总结

综上所述，《射频电路》是一门理论结合实际的实用教程，射频仿真实验教学为高校学生独立思考问题和探索真理搭建了一个平台，能够提高学生自主学习的能力，使其学习科学技术的同时，提高了创新能力和实践操作技巧。

参考文献

[1]鲍景富，陈瑜.射频电路教学中的理论与工程实践.《实验科学与技术》.2012，4（3）：145

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关键词：自适应滤波器；多功能滤波器；F/V；频率自跟踪

中图分类号：TN713 文献标识码：A 文章编号：1009-3044（2016）18-0224-03

Adaptive Multi-function Filter Simulation Implementation

RAN Xing-ping， MA Xi-ping， GAO Yang

（School of Computer Engineering， ChangJi University， Changji 831100， China ）

Abstract： It was present adaptive functions of single input and three output filter， each filter has three current op-amp， two analog multiplier， a frequency voltage （F/V） conversion chip and some capacitance resistors. By selecting different outputs， be low-pass， high-pass and band-pass three basic filter function. Using F/V circuit and analog multiplier to achieve automatic adaptation of filter cutoff frequency. Circuit structure is simple， adjustable gain A independent， passive sensitivity is low. Use of ORCAD simulation test， when the input signal frequency in 200 KHZ～1MHz frequency range， the design of filter circuit can realize different functions at the same time tracking filter， the simulation results were in good agreement with the theoretical value.

Key words： adaptive filter； multi-function filter； F/V； Frequency automatic tracking

自适应滤波技术是现代信号处理中的一个重要分支技术。目前实现自适应滤波的方法有两种，一种是利用各种滤波算法结合DSP或FPGA平台实现的数字滤波[1-4]，这种方法算法的复杂度和控制器的处理速度直接影响信号处理的实时性，其适合于信号频率低而且少变的情况。另一种是直接用硬件电路搭建的模拟滤波器，其中较为常见的有两种方法，第一种是利用电流模器件和电阻电容网络组成的模拟滤波电路[5，6]。 这种方法利用接地电容和接地电阻来改变偏置电流的大小进而改变截止频率和品质因数。用这种方法实现的滤波器不能自动连续调节截止频率。第二种是利用F/V与压控滤波单元设计的模拟滤波器[7]。这种方法虽然可以实现截止频率自动跟踪滤波，但目前所设计的滤波器的类型较单一，频带范围较窄。

本文利用高性能的F/V芯片结合模拟乘法器及电流运放设计的多功能模拟滤波器可以同时实现低通滤波器、高通滤波器和带通滤波器的特性，并且可以实现200k～1M范围内的自适应滤波。

1 工作原理

图1为自适应多功能滤波器的原理框图。它主要由信号预处理电路、F/V电路和模拟乘法器组成的压控多功能滤波电路组成。首先输入信号分两路，一路经放大电路、限幅电路和整形比较电路组成的信号预处理电路对输入信号进行预处理，然后将处理后的信号作为F/V电路的输入，F/V电路的输出作为压控多功能滤波电路的一路输入信号，利用该电压输入信号控制滤波器的截止频率；另一路原始信号作为多功能滤波器的另一路输入信号，进而实现截止频率自动适应输入信号的频率的变化。

1.1信号预处理电路

信号预处理电路的原理框图如下图2所示，主要由放大电路、限幅电路和整形电路组成。放大电路由运算放大器两级级联实现，主要用于对小信号的放大。限幅电路采用二极管限幅电路组成，主要是防止经过放大电路后的信号对后续电路元件造成损坏。整形电路主要由电压比较器实现，主要是将输入信号变换为F/V电路所需要的是脉冲信号。

1.2 F/V电路

F/V电路是将输入的频率信号转换为与之成比例的电压信号输出的电路。F/V电路由专用的F/V芯片AD650与电阻电容网络组成[8]，电路如图3所示。AD650的输出电压与输入频率的关系为：

由式（1）可知，选取合适的电阻、电容值便可使输出电压与输入频率线性变化。

2 自适应多功能滤波器的设计

设计的二阶自适应多功能滤波器能同时实现低通、高通和带通的滤波功能。电路采用的是双二阶环滤波电路，这种形式的电路具有对有源器件要求低，灵敏度低和易调整的特点[9]。具体电路如图4所示，U1（AD8001）、R1、R2、R9、R10组成同相求和电路；U3（AD8001）、R5、C1组成积分电路；U4（AD8001）、R8、C2组成微分电路；U2（AD835）、U4（AD835）实现基本乘法运算，间接实现压控功能。该电路的特点是：一个输入，三个输出；各滤波电路的截止频率和品质因数Q是相等的；但各滤波电路的增益不同。

由（5）式可得各滤波器的截止频率与控制电压Vf成正比。由（6）～（9）式可得滤波器的品质因数Q和增益与Vf无关，可单独调节。

各元件参数的灵敏度为：

由上面的各元件的参数灵敏度可见，元件值的改变对滤波器的性能影响很小。当取R5=R8=R，R2=R9，C1=C2=C时，则式（5）变为：

由（11）式可得只要合理调整电容、电阻值就可以实现滤波器截止频率的自动跟踪。

3 仿真结果

因为AD835最大输入电压为1.0v，选择的电路参数为C1=C2=1nF，R=159k，R2=R9=R10=400，R1=1k时fLP=fBP=fHP=fi，增益分别为ALP=0.57，ABP=0.4，AHP=0.57。当输入信号的频率fi取1.0MHz时用ORCAD仿真的结果如图5。

从仿真结果分析可得，当输入信号的幅度为1v，频率在200kHz-1MHz的范围内变化时，经过滤波电路后信号的幅度变为vLP=vHP=0.57v，vBP=0.4v，且能够同时实现低通、高通和带通的滤波功能，幅频特性在通带内较平坦，在阻带内衰减的较好，符合设计要求。

4 结论

提出了一种自适应多功能滤波器的电路结构和设计方法，待处理信号经过预处理电路后输入F/V电路将频率信号变换为与之成正比例的电压信号，然后将该电压信号输入多功能压控滤波电路的电压输入端从而间接实现滤波器截止频率的自动适应。从仿真结果可以看出设计的滤波器能够实现高通、低通和带通的自动跟踪滤波功能，验证了该方法的正确性。由于电路中选用的模拟乘法器和电流运放都是高频性能较好的器件，可以利用分频及放大原理将高频信号转换为低频信号从而实现滤波器频率的扩展。

参考文献：

[1] 朱洪涛， 严国萍. 基于自适应滤波的信号处理系统建模及其系统实现[J]. 仪器仪表学报， 2003，24（4）：242-249.

[2] 杨东， 王建业， 蔡飞. 基于DSP开发工具的自适应滤波器[J]. 探测与控制学报， 2010，32（3）：79-82.

[3] 马胜前， 杨阳，刘娟芳.全数字锁相环实现的自适应低通滤波电路[J].计算机工程与应用2014，50（3）：181-184.

[4] 王怀宝， 沈虹.基于改进自适应滤波器的电网同步技术[J].高电压技术，2014，40（11）：3636-3641.

[5] 李园海， 高海生.基于CCCII 电流模式二阶有源多功能滤波器设计[J].华东交通大学学报，2015，32（1）：116-120.

[6] 曾菊员.基于 MOCCII 的n阶多功能滤波器的综合设计[J].南昌大学学报，2013，35（2）：202-204.

[7] 马胜前， 冉兴萍.自适应低通滤波器的设计[J].压电与声光，2013，35（2）：245-248.

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关键词：低通滤波器； 微带线； 平衡技术； 版图优化

中图分类号：TN71334文献标识码：A文章编号：1004373X(2012)04002702

Design of microstrip lowpass filter layout optimization based on balanc technology

PENG Yufeng, LIN Sihong, ZHANG Shuli, JIN Long

(College of Physics and Information Engineering, Henan Normal University, Xinxiang 453008, China)

Abstract： The discontinuity of the microstrip line structure makes reflection loss and insertion loss bigger, and affects the filter performance. In this paper, balancing method is used to enhance the lower characteristic impedance of the parallel filter branch to achieve the purpose of reducing the width of microstrip line, accordingly to balance the width of the filter and to optimize the simulation layout. Taking the design of a fivethorder Chebyshev microstrip lowpass filter as an example, its simulation results show that the internal reflection loss of the filter passband decreases from -9.566 dB to -15.837 dB and the insertion loss cuts down to 0.322 dB from 0.679 dB. Compared with directly adoptting Richards transform and microstrip lowpass filter designed by Kuroda rule, this method can shorten the design cycle of filter and make the filter performance satisfactory.

Keywords： lowpass filter; microstrip line; balancing technology

收稿日期：20110911微带滤波器是无线通信的重要部件。随着无线通信系统的发展，加速了微带滤波器的研究进程，发明许多Q值适中、重量轻、稳定性好的微带滤波器。计算机辅助设计软件的出现，使设计者在设计过程中避免繁杂的计算过程,提高复杂电路设计效率，缩短设计周期。设计者通常运用Richards变换与Kuroda规则设计微带低通滤波器［13］。该方法设计的滤波器在接头处会由于相邻耦合线线宽不同产生不连续性，使插入损耗较大，不满足一些射频通信的要求。为了解决此问题，采用电磁带隙结构与高低阻抗线结合的方法，改善了通带性能，但阻带性能变差，体积变大［4］。运用分形技术设计高低阻抗滤波器取得了一定的效果，但设计方法复杂，对于加工精度要求较高［5］。

本文提出一种采用平衡技术优化微带低通滤波器版图的方法，并以5节切比雪夫微带低通滤波器为例，通过在低特性阻抗并联传输线节点处再并联相同长度的微带线，修改两条微带线特性阻抗为原来的两倍达到优化版图的目的。原理图仿真和版图仿真均验证了该方法的可行性。该方法简单易行，只需使用ADS软件就能方便修改，并且可以用于带阻滤波器等其他微带结构的滤波器，具有良好的应用前景。

1平衡技术设计原理

使用Richards变换和Kuroda规则设计微带滤波器，所得串并联传输线长度理论上是相同的。选取各支节传输线长度l为截止频率下波长的1／8，由终端开路传输线阻抗分布表达式：Zin（l）=-jZ0tan β1(1)式中：传播常数β=2π／λ；Z0为特性阻抗。将l=λ／8带入式（1）可得：Zin（l）=-jZ0(2)若传输线长度l保持不变，使两条特性阻抗Z0相同长度l相等的终端开路传输线并联于同一点，则其输入阻抗会减半为Z0／2；反之，将两段并联终端开路传输线特性阻抗提高1倍并联于同一点且保持传输线长度l不变，则输入阻抗保持不变为Z0。

由以上推导可知，用平衡技术修改滤波器并联终端开路传输线不影响各节的输入阻抗。

2用Richards变换、Kuroda规则设计微带低通滤波器由于当频率较高时电感和电容应选的元件值过小，由于寄生参数的影响，如此小的电感和电容已经不能再使用集中参数元件并且工作波长与滤波器元件的物理尺寸相近，滤波器元件之间的距离不可忽视，需要考虑分布参数效应［67］。基于以上原因，设计者先设计出有电感、电容组成的集中参数滤波器，然后运用Richards变换和Kuroda规则转换为合适的微带滤波器结构。

本文设计的微带低通滤波器指标如下：

截止频率为f0=3 GHz，通带内波纹为0.5 dB，在2倍截止频率处具有不小于40 dB的带外衰减，输入/输出阻抗为50 Ω。基板厚度H=0.762 mm，基板相对介电常数Er=3.66，磁导率μ=1 H/M，金属电导率为5.88 mS/m，封装高度Hu=1.0+33 mm,金属层厚度T=0.035 mm。

通过计算选用5阶切比雪夫微带低通滤波器模型进行设计［8］。电路原理及其仿真结果如图1所示。

图1微带低通滤波器原理电路及仿真结果由图可以看出串联和并联的微带线长度均为λ／8，而宽度与特性阻抗大小相关。

由于原理图仿真是在理想条件下进行的，而实际的电路板需要考虑耦合和干扰等因素的影响。ADS版图仿真是采用矩量法进行电磁仿真，对版图的仿真结果更符合电路实际情况［8］。图1所示的滤波器原理图对应的版图结构及仿真结构如图2所示。

图2微带低通滤波器版图结构及仿真结果3用平衡技术设计微带低通滤波器

由于微带传输线的特性阻抗越高，传输线的宽度就越窄。反之，阻抗越低，宽度就越宽。从第2节中的滤波器原理图可看出，TL3和TL5两段并联的微带线，他们的宽度比较宽即特性阻抗偏大，使用平衡技术，在TL3并联点处再并联一根相同长度的终端开路微带线，将两根线的特性阻抗扩大为原来的2倍，并运用ADS软件中的LineCalc工具推算出线的宽度W。对于TL5用同样的方法设计。电路原理及仿真结果如图3所示。

图3改进后微带低通滤波器原理电路及仿真结果图3所示的滤波器原理图对应的版图结构及仿真结构如图4所示。

图4改进后微带低通滤波器版图结构及仿真结果由图1和图3的原理图仿真结果可以看出，优化前的反射损耗，插入损耗与优化后的数值几乎相同。这与使用平衡技术修改原理图后不改变原有滤波器阻抗的结论相一致。

由图2和图4的版图仿真结果可以看出，通带内反射损耗由-9.566 dB降低到-15.837 dB，插入损耗由0.679 dB降低到0.322 dB。

可以看出，运用平衡技术均衡微带低通滤波器微带线宽度后，使通带内反射损耗明显改善，插入损耗明显降低，达到了性能指标。证明了该方法的有效性。

4结语

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关键词：微带滤波器 射频通信 频带响应

中图分类号：TN713 文献标识码：A 文章编号：1672-3791（2012）11（c）-0084-01

1 设计原理

系统需求滤波器的指标如下所示。

中心频率：5.35 GHz。

频带宽度：5.2～5.5 GHz。

通带增益：大于-5 dB，主要由滤波器的S21参数确定。

阻带增益：在4.8 GHz以上小于-40 dB，也主要由滤波器的S21参数确定。

通带反射系数：小于-22 dB，由滤波器的S11参数确定。

滤波器设计模型有巴特沃斯原型滤波器、切比雪夫原型滤波器、椭圆函数原型滤波器三种形式。其中巴特沃斯原型滤波器，具备平坦的过渡带与单调下降的幅频响应曲线，适合系统的需求。建立标准微带带通滤波电路模型如图1所示。

根据系统设计指标，查表求得滤波器阶数为5阶。

2 设计方法与工艺

微带滤波器设计是用开路并联短截线或是短路串联短截线来代替集总元器件的电容或是电感来实现滤波的功能。在滤波器原型基础上，借助频率变换完成。频率变换函数有两种，如式1、式2所示。

微带线的结构有平行耦合微带线、阶跃阻抗微带线、梳状微带线等等，根据需要，滤波器设计采用平行耦合结构。以滤波器的S参数作为优化目标。S21（S12）是传输参数，滤波器通带、阻带的位置以及增益、衰减全都表现在S21（S12）随频率变化的曲线上。S11（S22）参数是输入、输出端口的反射系数，如果反射系数过大，就会导致反射损耗增大，影响系统的前后级匹配，使系统性能下降。

为减小电路板的尺寸，力求微带线面积最小化，采用介电常数4.6，板厚0.5 mm的电路板进行加工。

3 仿真结果与分析

利用ADS对微带滤波器的幅频响应、S参数进行仿真（端口隔离度、反射系数），如图2、图3所示。

其中S21端口隔离度，表示端口2匹配时，端口1到端口2的传输系数；S11是端口2匹配时，端口1的反射系数。由仿真结果可以看出滤波器频率响应曲线具有良好的对称性，

通频带平坦，在4.8 GHz处的衰减，达到了系统的设计指标要求。

4 结论

本文设计了一种微带带通滤波器，给出了微带带通滤波器的设计原理与设计方法，通过ADS仿真验证了滤波器的性能指标，能够满足系统的设计需要。

参考文献

[1] J·F·怀特[著].微波半导体控制电路[M].王晦光，黎安尧[译].科学出版社，2011：46-48.

[2] Reinhold Ludwig.射频电路设计—— 理论与应用[J].电子工业出版社，2005：103-105.

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同址多台 共址滤波 滤波器仿真

A Solution to Solving Co-Site Multi-Radios Based on Co-Site Filtering

PAN Geng-feng

The problem of co-site multi-radios of Radio X was analyzed in depth and a filtering solution was proposed. According to specifications of the radio， the feasibility of the solution was addressed. In addition， the principles of co-site filtering module， filter simulation， experience and method of manufacturing and debugging， which were applied to Radio X， were elaborated.

co-site multi-radios co-site filtering filter simulation

1 引言

X电台集成2个能与A军电台通信的A通道（30―90MHz）、1个能与B军电台通信的B通道（30―90MHz）和1个能与C军电台通信的C通道（100―400MHz）为一体，对应4个通道模块和4根天线，既能单独和A军、B军或C军电台通信，又能实现不同兵种、不同体系之间的连接作用，使原本不能通信的A军电台、B军电台和C军电台能够相互通信。在用户装车试验中发现，当4个通道同时工作时，存在通道间相互干扰，不能同时进行通信。

2 原理分析

为解决跳频同台多机问题，项目组进行电台装车仿真实验。天线间距如图1所示，4个天线各安装在通信车的4个角上。

通过试验分析，发现X电台存在典型的同址多台问题，具体如下：

（1）发射信号阻塞接收信号。由于天线间距短，接收天线与发射天线间信号耦合很强，如表1所示。当天线间距为1.2m时，天线间的隔离度在90MHz频率时为24dB，在30MHz频率时只有10dB，因此发射信号阻塞接收通道前级低噪放，噪声系数增加，产生非线性，使接收通道不能正常工作。

表1 不同频率下的天线隔离度

频率

/MHz 30 40 50 60 70 80 90

隔离度

/dB 10 13 15 17 20 22 24

（2）发射杂散及谐波落入接收频段，干扰接收通道，使之不能正常工作。

（3）当电台2个通道发射、1个通道接收时，2个发射频率的互调产物落入接收频段，干扰接收通道，使之不能正常工作。

（4）发射信号的宽带噪声以及2个发射频率的互调产物搬移到接收频点的宽带噪声，干扰微弱接收信号。

综合上述问题，其中以电台2个通道发射时产生的互调问题最难解决，因为2个发射信号的互调可在发射通道的功放处产生，也可在接收通道放大器产生。并且因互调产物而搬移的发射宽带噪声几乎覆盖整个通信频段，淹没远处发射过来的接收信号。

3 解决思路

解决同址多台问题的最根本问题是增加天线间的隔离度，最简单的方法是增加天线的距离，但由于电台装车要求，天线距离是固定的。另外一个方法是通过滤波器来增加天线间的隔离度，2个天线不同时工作在相同频率，假设天线1工作在频率30MHz处、天线2工作在频率40MHz处，在天线1增加带通滤波器，其中心频率为30MHz，在40MHz处的抑制为40dB，则天线2的发射功率在天线1处将被滤波器抑制40dB，相当于天线间的隔离度增加了40dB。

4 指标分析

假设滤波器带外抑制为40dB，根据X电台实际通信指标，分析增加滤波器之后射频通道间的相互干扰问题。

（1）抗阻塞干扰。如图2所示，X电台发射功率为20W（43dBm），滤波器隔离度为40dB，天线隔离度为10dB，则进入接收通道信号电平为-7dBm，X电台接收通道灵敏度电平为-117dBm，在10MHz处双信号选择性为110dB，此时要求收发频率间隔为10MHz。

图2 阻塞干扰、杂散抑制和宽带噪声分析图

（2）杂散抑制。如图2所示，根据上文要求收发频率间隔为10MHz，则要求发射信号在10MHz的杂散抑制大于110dB。

（3）谐波抑制。如图3所示，X电台发射谐波抑制要求大于50dB，则要求发射频率的谐波点偏离接收频点500kHz以上（接收通道在500kHz处双信号选择性指标为60dB）。

（4）互调抑制。如图4所示，假设互调产物在其中一个发射通道的功放处产生，功放在43dBm输出时的互调抑制指标为25dB，则要求其三阶互调频率偏离接收频点50kHz以上（接收通道在500kHz处双信号选择性指标为35dB）。其他阶数的互调产物基本抑制到灵敏度电平以下;而因互调产物而产生的宽带噪声搬移，基本可抑制到灵敏度电平以下。

（5）宽带噪声。如图2所示，信号带宽为16kHz，收发频率间隔为10MHz，则要求发射信号在10MHz处的宽带噪声大于110dBc/16kHz，即109dBm/Hz。

根据上述推算结果，若滤波器带外抑制为40dB，需对X电台预先进行如下频率规划：

（1）收发频率间隔10MHz以上。

（2）发射二次谐波间隔接收频率500kHz以上。

（3）发射三阶互调产物间隔接收频率50kHz以上。

在频率规划时应考虑上述要求，避免产生有冲突的频率设置;结合LC滤波器的工程化性能，将通信频段30―90MHz等分为6个频段，对应设置6个带通滤波器，每个滤波器通带为10MHz、过渡带为10MHz、带外抑制为40dB。如图5所示，要求同时2个射频通道工作在不相邻的2个频段内（图中实线滤波器所示），则满足收发频率间隔10MHz以上。

图5 频段划分图

5 共址滤波模块设计

根据上述思路，在X电台增加一个共址滤波器模块，如图6所示。共址滤波器模块由1个电源逻辑板、3个带通滤波板和1个高通滤波板组成。

图6 跳频滤波模块框图

电源逻辑板由相对独立的开关电源电路和逻辑译码控制电路组成。开关电源电路为DC-DC变换模块，提供跳频滤波板所需的电源;逻辑译码控制电路直接从X电台总线背板上接收四路射频通道的工作模式和频率等参数信息，控制带通滤波板，使其选通相应的带通滤波器接入电路。

带通滤波板内含6个带通滤波器，如图7所示，通过PIN管开关电路，控制选通的频带。

图7 带通滤波板框图

在滤波器的设计上，选择采用一个7阶串联型高通滤波器和一个7阶并联型低通滤波器串联的方法来实现带通滤波器。这样设计的好处是：电路没有较大的电容和电感，因为容值在500pF以上的高Q电容要么耐压太低，要么体积太大;而电感量在500nH以上时，电感绕线太密，不宜生产加工，且调试电感只有6个，并且在调试时可以分别调试高通滤波器和低通滤波器指标，再将2个滤波器串联，微调接口处电容即可实现所需的带通滤波器，在指标上和带通滤波器基本一致。2个滤波器串联的电路图和仿真波形分别如图8、图9所示。

根据上述仿真结果，理论上滤波器的指标为：带内插损<0.9dB，带内波动<0.5dB，带外衰减>40dB，反射衰减>20dB，过渡带<10MHz。

6 工程化实现

实际装配出来的电路和仿真的电路有很大区别。在仿真中，器件都是相对的理想器件，而实际电路中还存在耦合电容、引线电感以及控制电路干扰等。在设计中需做相应的处理，才能使6路滤波器的实际曲线基本符合仿真结果，达到设计指标。共址滤波器模块设计中的处理措施和调试经验举例如下：

（1）PCB布板时，采用屏蔽框6路滤波器隔开，减少各路滤波器之间的相互串扰;印制板在滤波电路区域一般不铺地铜，减少电感和印制板之间的耦合电容。同时，在每路滤波器中增设测试点，可分别调试高通滤波器和低通滤波器。

（2）增加控制信号的滤波电路。由于滤波器的交流通道和直流控制通道是一致的，所以在每路控制信号上都采用电感并联电容下地的滤波电路，避免控制电路引入干扰。

（3）由于电路上的耦合电容因素，滤波器端接阻抗不是纯50Ω电阻，因此必须相应调整滤波电路接口处的电容容值，一般是减少并联处的电容容值。

（4）在调试中，当反射衰减达到20dB而带内插损不达标时，应考虑PIN管的导通电流是否足够，当PIN管导通电流不足时，其导通电阻较大，这时应减少电路直流回路的电阻，增大PIN管导通电流。

（5）在滤波器设计中，可以用ADS进行整体仿真，预先排除设计上的一些遗漏或者错误。

最后，在产品的高低温环境试验中，滤波器的指标都符合设计仿真结果，达到设计要求。

7 结束语

通过实际结果证明，本文介绍的共址滤波器模块是解决同址多台问题的一种有效方法，在用户补充实验中，改进后的X电台成功地实现了4个信道同时工作，通信距离正常且通话效果良好。

参考文献：

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篇7

关键词:ADS; 高度表; 电磁干扰; 行为级仿真

中图分类号:TN722.3 文献标识码:A

文章编号:1004-373X(2010)09-0014-04

Behavioral Simulation and Analysis of Interfering Wireless Altimeter

by Airborne Shortwave Station

LI Shu-hua, GONG Bo, GAO Wei

(NAEI Qingdao Branch, Qingdao 266041, China)

Abstract: A behavioral level simulation of altimeter receiver is made with the advanced design system(ADS) software based on the result of EMI testing. The reason of EMI generation is judged by outputting frequency spetrum and the measure to solve the problem by adding an array filter is performed. The final EMC testing results show that the method to analyse EMI mechanism has a certain reference value for practical engineering projects.

Keywords: ADS; altimeter; EMI; behavioral level simulation

0 引 言

对某飞机平台加装新的短波电台后,出现了电磁干扰问题。具体表现为:在短波电台发射时,无线电高度表输出的高度数值发生变化,忽大忽小,严重时高度数值直接变为零。由于该高度信息同时还提供给机上其他交联设备,出现这种干扰会对整机的飞行性能产生严重影响,特别是在飞控系统自动工作状态下,高度信息的错误严重影响飞行安全。如何有效解决这种在现有飞机平台上加装新式机载电子设备所带来的电磁兼容性问题,已成为机载电子设备研制和装备过程中一个急需解决的课题。行为级仿真是基于电路部件或子系统顶层特征的提取,无须通过门级原理图描述电路,而是针对设计目标进行功能描述。仿真设计软件(Advanced Design System,ADS)安捷伦(Agilent)公司开发的一套功能强大的EDA 软件,可以模拟整个信号通路,具有强大的行为级仿真功能。通过对高度表接收机系统的谐波平衡仿真,可以清楚地查看输出功率的频谱成分,从而为分析电磁干扰形成的机理提供依据。

1 高度表的原理

无线电高度表组成框图如图1所示。如图2中实线非对称锯齿波作为调制信号的超高频调频信号,从发射组件信号源输出端,经功率分配器,输送到发射天线并向地平面方向辐射出去。从地平面反射的超高频信号输送到接收天线并经超高频频率滤波器、高频开关提供到混频器的一个输入端,同时发射机的部分功率作为本振信号经功率分配器输送到混频器的另一个输入端。在混频器中,反射信号和本振信号混频后输出差频信号。差频ΔF的大小与电波在空间通过的时间τ和调制参数有关,只要测得差频ΔF就可以知道飞机的即时高度。

图1 无线电高度表组成框图

差频ΔF的大小与电波在空间通过的时间τ和调制参数有关,它们之间的关系为:

ΔF=Δfτ/T(1)

这里

τ=2(HS+HJ)/C(2)

式中:HS为剩余高度,单位:m;HJ为即时高度,单位:m;C为无线电波传播速度,单位:m/s;Δf为频率调制信号频偏,单位:Hz;T为调制信号的工作行程持续时间,单位:s。

图2 调制频率为非对称锯齿波规律时的拍频频率图

2 短波电台对低频电缆的辐射耦合干扰

通过一系列电磁干扰状态试验分析可以得出,短波电台对高度表的干扰可归为两个途径:一是通过低频电缆进入收发机;二是通过接收天线和高频馈线进入收发机。通过电磁敏感度试验,可以确定主要的干扰途径是低频电缆。

首先对短波电台中低频电缆的辐射耦合干扰值进行计算。

短波电台天线指安装在飞机尾部的长度为l=1.1 m的垂直天线,到无线电高度表的距离r=1 m。短波电台通信频率设为16 MHz,功率为100 W,天线输入端电流I0=1.4 A。

经计算,在λl时,近场区和远场区的分界距离D1=λ/2π≈4.78 m,近场感应区和近场辐射区的分界距离D2=2π/λ≈0.21 m,即低频电缆所在位置为短波电台天线的近场辐射区。在这个区域,随着距离的增加储能迅速衰减,辐射功率密度按角度方向的分布随着辐射源距离的变化而变化。在近场区中可不考虑垂直天线辐射的方向性,且电场的幅度远比磁场幅度大,故只考虑电场辐射影响[1]。因此短波电台天线1 m距离处的辐射场强应为[2]:

E=kη4πrI0le=(2π/λ)η4πrI0λ2π

=42 V/m≈152 dBμV/m(3)

飞机蒙皮的场强衰减修正值M≈50 dB,低频电缆耦合衰减修正值N≈20 dB。将低频电缆作为接收天线,飞机蒙皮衰减量M和电缆耦合衰减量N作为接收天线的校准系数,则在短波电台辐射场强干扰下产生的耦合电压约为82 dBμV。在阻抗为50 Ω的情况下,考虑到dBm和dBμV的换算关系[3],有:

PdBm=UdBμV-107(4)

则低频电缆中的等效耦合功率约为-25 dBm。

3 高度表接收机系统的仿真

通过电磁干扰状态试验可以得知,只要短波电台通电工作,在整个频带范围2～30 MHz内均会对无线电高度表产生干扰。因此仿真时设定了电台中心频率16 MHz,采用上边带工作方式发射,并选定通频带范围内与中心频率间隔1 100 Hz,1 200 Hz和1 300 Hz的┤个频点(16 MHz+1 100 Hz,16 MHz+1 200 Hz,16 MHz+1 300 Hz),等效耦合功率均为-25 dBm。

3.1 接收机频带选择性仿真

在进行高度表接收机系统仿真之前,首先需要对接收机的频带选择性进行仿真,实质上是对低频放大器部件的频带选择性进行仿真。低频放大器部件的功能主要是放大拍频信号达到对拍频稳定电路正常工作所需要的数值,所包含器件的组成框图如图3所示。

图3 低频放大器部件组成框图

在ADS中建立仿真原理图如图4所示。

图4 频带选择性仿真原理图

从图5的仿真结果可以看出,接收机在频带选择中心频率处的最大增益大约是59 dB,这是由于考虑到了带通滤波器的插入损耗以及波纹、放大器的噪声等影响后的结果;-3 dB通频带略小于12 kHz,由于一般接收到的信息集中在离中心频率10 kHz的范围内,因此不会导致产生较大的失真。总之,对接收机频带选择性仿真符合设备的基本特性。

3.2 高度表接收机系统ADS仿真

无线电高度表接收机模型的参数如下:

(1) 工作频率范围是:4.2～4.4 GHz,仿真选定4.3 GHz;

(2) 发射机输出功率:大于等于80 mW,仿真选定100 mW(20 dBm);

(3) 拍频频率:30 kHz;

(4) 波阻抗:50 Ω;

(5) 抑制寄生调制幅度:大于等于28 dBm;

在ADS中建立无线电高度表接收机的行为级仿真模型,将由低频电缆进入的16 MHz+1 100 Hz,16 MHz+1 200 Hz,16 MHz+1 300 Hz三个频点干扰信号加入混频器中,如图6所示。

图5 接收机频带选择部分S(2,1)参数

图6 接收机系统的行为级原理图

仿真后的结果如图7所示。

图7 低频放大电路输出差频的仿真频谱图

如图7的仿真结果可以看出,输出的差频信号在受到短波电台通过低频电缆耦合进入混频器的干扰后,完全湮没在进入鉴频器部件的信号频率之中。如果没有短波电台的干扰,当飞机高度发生变化,低频放大电路输出的差频信号应该是ΔF+ΔF′,在鉴频器部件中将ΔF′转变成稳定的控制电压,进入调制器部件控制调制信号的工作行程持续时间T变化,使得ΔF′归零,从而通过计算调制信号的工作行程持续时间T来计算飞机高度。如果出现图7的仿真情况,那么进入鉴频器电路的差频信号频率不惟一,鉴频器输出的控制电压也不是稳定的,而是正负相交的瞬态电压,控制调制器部件中工作行程持续时间T的变化也是不稳定的,而且经高度计算电路部件计算的高度也是变化的,在表头上的指示则是高度指针产生摆动。

如果干扰信号进入混频器后,导致进入低频放大电路的拍频信号太小,即使经过放大后依然达不到鉴频器电路所能识别的最小电压值,此时相当于拍频信号为零。由式(1)和式(2)可知,在拍频信号为零时,高度表指示器指在零刻度。

3.3 低频电缆滤波器的仿真

在进行电磁干扰试验测试时,分析得出通过低频电缆进入收发机内部的干扰信息不仅仅进入混频器,同时也通过串扰等方式进入了调制器部件、高度计算电路部件和一次有效指令部件等,它们对这些部件的正常工作都有一定的影响,故采用滤波措施消除干扰时,选择了在收发机外部的低频电缆上进行。

低频电缆中主要是电源和高度信息的传输,这些信号近似于直流传输。短波电台对低频电缆辐射干扰频率在2～30 MHz,故采用低通滤波器可以滤除干扰信号。

利用ADS软件自带的DesignGuide滤波器设计工具,可以非常方便地设计出满足要求的滤波器。将设计好的低通滤波器加入高度表接收机的ADS电路图进行仿真,以观察此时的低频放大器部件频谱图输出。通过改变低通滤波器的指标参数来改变低通滤波器的滤波特性,直到得出符合要求的高度表接收机低频放大器部件的频谱输出。

利用ADS软件中的S参数仿真控制器对所设计的低通滤波器进行仿真,仿真电路图如图8所示,生成的S(2,1)参数曲线图如图9所示。将设计好的低通滤波器加入到高度表接收机的ADS仿真电路图中进行仿真,低频放大器部件频谱图输出图如图10所示。

图8 低通滤波器S参数仿真电路图

图9 低通滤波器S(2,1)参数曲线

图10 加滤波器的的仿真频谱图

通过图10可以看出,加入低通滤波器后低频放大器部件输出的差频信号受干扰信号影响可以忽略不计。这样差频信号进入鉴频器可以输出正常的控制电压,从而显示出正确的高度信息。

4 电磁兼容改进措施及测试试验

由于低频电缆中线缆比较多,采用了在电缆连接处加装阵列滤波器的滤波方案。在低通滤波器ADS仿真原理图中进入所设计滤波器的子电路,可以发现所设计的低通滤波器实质为电容值为3 239 pF的C型滤波器,通过查阅标准电容滤波器产品表,最终的阵列滤波器选用了电容值为2 500 pF的C型滤波器。

按某型飞机维护规程要求对未采取电磁兼容改进的高度表和采用滤波器进行电磁兼容改进的高度表进行测试,结果表明采用滤波电连接器措施后,符合高度表输出高度电压精度要求。

5 结 语

随着电子、电气、计算机、通讯技术的迅猛发展,机载电子系统大量采用了以微处理器为核心的自动化和数字化技术。在现有飞机平台上加装新型机载电子设备必然会成为快速提高飞机性能的一种途径,但加装后整机设备能否与原机设备相互电磁兼容,是一个不得不面对的问题。利用ADS软件对高度表接收机系统建立行为级仿真模型,通过输出的频谱来判断干扰产生的原因,避免了对具体电路作大量冗长无效的分析。这种查找电磁干扰原因和分析干扰机理的方法,可以在其他平台加改装电子设备时的电磁兼容分析时借鉴。

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篇8

【关键词】电流脉宽调制;PWM;Pspice

1.概述

电源是电子设备的心脏部分，其质量的好坏直接影响电子设备的可靠性，电子设备故障60%来自电源，开关稳压电源的调整工作在开关状态，主要优越性是高达70%-95%变换效率。

目前，空间技术、计算机、通信、雷达、电视及家用电器中的稳压电源已逐步被开关电源取代。开关稳压电源的优越性主要表现在：功耗小，稳压范围宽，体积小、重量轻[1] [2]。

传统的线性电源具有稳压性能好、输出纹波电压小、使用可靠等优点，但工频变压器体积庞大，调整管工作于线性放大状态，导致电源功耗大、效率低、发热严重。开关电源采用功率管作为开关器件，工作于开关状态，损耗小;工作频率在几十到上百千赫兹，滤波电容、电感的数值较小。线性稳压电源允许电网波动范围为220v×（1±10%）， 对电网的适应能力很强。另外，由于功耗小、机内温升低，提高了整机的稳定性和可靠性[3]。

2.系统整体概述

开关电源可分成：机箱（或机壳）、电源主电路、电源控制电路三部分。机箱既可起到固定的作用，也可起到屏蔽的作用;电源主电路负责进行功率转换，通过适当控制电路将市电转换为所需的直流输出电压;控制电路根据实际需要产生主电路所需的控制脉冲及提供保护。开关电源的结构框图如图1所示：

图1 开关电源的结构框图

电源主电路通过输入整流滤波、DC-DC变换、输出整流滤波将市电转为所需的直流电压。开关电源主回路可以分为：输入整流滤波回路、功率开关桥、输出整流滤波三部分。输入整流滤波回路通过整流模块将交流电变换成含有脉动成分的直流电，通过输入滤波电容使脉动直流电变为较平滑的直流电;功率开关桥将滤波所得直流电变换为高频方波电压，通过高频变压器传送至输出侧。由输出整流滤波回路将高频方波电压滤波为所需直流电压或电流。

控制电路为主回路提供正常功率变换所需的触发脉冲。具有以下功能：控制脉冲产生电路、驱动电路、电压反馈控制电路、各种保护电路、辅助电源电路[4] [5]。

3.软开关技术

软开关技术指零电压开关（ZVS）和零电流开关（ZCS）。图4所示为功率开关管在软开关及硬开关下的波形：

图2 软开关理想波形和硬开关波形

软开关包括软开通和软关断。软开通包括零电流开通及零电压开通，软关断包括零电流关断及零电压关断，可按照驱动信号时序来判断。

零电流关断：关断命令在t2时刻或其后给出，开关器件端电压由通态值上升到断态值，开关器件进入截止状态。

电压关断：关断命令在t1时刻给出，开关器件电流由通态值下降到断态值后，端电压由通态值上升到断态值，开关器件进入截止状态。在t2前，开关器件端电压必须维持在通态值（约等于零）。

零电压开通：开通命令在t2时刻或其后给出，开关器件电流由断态值上升到通态值，开关器件进入导通状态。在t2前，开关器件端电压必须下降到通态值（约等于零），电流上升到通态值以前维持在零。

零电流开通：开通命令在t1时刻给出，开关器件端电压由断态值下降到通态值以后，电流由断态值上升到通态值，开关器件进入导通状态。在t2以前开关器件电流必须维持在断态值（约等于零）[6] [7]。

图3 电源控制电路框图

4.控制电路

根据电路功能将控制电路分为几部分：脉冲产生电路、触发电路、电压反馈控制电路、软启动电路、保护电路、辅助电源电路等[8]，控制电路如图3所示。

脉冲产生电路是控制电路的核心。脉冲产生电路根据电压反馈控制电路、保护电路及软启动电路等提供的控制信号产生所需脉冲信号，该脉冲信号经过触发电路的放大驱动开关元件，使开关管导通或关断。

控制电路输出的PWM信号，电平幅值和功率能力均不足以驱动大功率开关元件，需要选择合适的驱动电路。驱动电路将控制电路输出PWM脉冲信号经过电隔离后进行功率放大及电压调整驱动大功率开关管，脉冲幅度以及波形关系到开关管的开关过程，直接影响损耗，需合理设计驱动电路，实现开关管最佳开通与关断[9][10]。

5.系统仿真

5.1 总电路设计

利用理想电源代替振荡器，通过设置时钟周期给定振荡频率，仿真时控制震荡频率外接定时电阻和电容的6、7脚均可不接。简化输出电路，利用两个晶体管模拟输出级，关闭控制端用数字激励驱动，内部逻辑利用数字仿真器进行仿真。电路参数选择和设计时，应考虑上述简化对系统的影响[11] [12]。

图4 总电路设计图

5.2 PWM模块

根据PWM产生的原理得到仿真模块，用以产生可调的PWM信号。工频脉冲信号，通过比较器，经积分器产生三角锯齿波，通过比较取符号产生一路脉冲信号，由分频器产生两路互补驱动脉冲，输入调节PWM信号的占空比[13]。

图5 PWM仿真图

6.结论

采用组合式变换器实现多路输出、多种保护。通过Pspice仿真，验证了设计思路的正确，理论性的可实现。

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篇9

关键字： 全数字锁相环; 时间数字转换电路; 双边沿触发数字环路滤波器; 系统仿真

中图分类号： TN710?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2015）02?0118?03

Research and design of a novel all?digital phase?locked loop working in broadband domain

LIU Dan?dan， SHAN Chang?hong， SHENG Zhen， LI Feng?hua

（ College of Electrical Engineering， University of South China， Hengyang 421001， China）

Abstract： In view of complex circuit structure， inaccurate phase detection precision and narrow phase?locked range of the traditional phase?locked loops （PLL）， a new type of all?digital phase?locked loop is proposed in this paper. Compared with the conventional ones， the time?to?digital conversion circuit in the phase detection module can transform the phase detection error to high?precision digital signal. Therefore， the traditional digital filter with loop structure is replaced by the double?edge triggered digital loop filter， and a variable modulus frequency divider is adopted to take the place of the classic fixed mode frequency divider. The system design is fulfilled by means of EDA technology while its simulation verification is implemented with QuartusⅡ software. The simulation results show that the locking range of the phase?locked loop is within the frequency from 800 HZ to 1 MHZ， and the lock?in time is about 10 times of the input signal cycles. In addition， it has the characteristics of broad phase?locked range， high accuracy， simple circuit structure and easy integration.

Keywords： all?digital phase?locked loop; time?to?digital conversion circuit; double?edge triggered DLF; system simulation

0 引 言

锁相环电路是一个使输出信号与输入信号在频率和相位上同步的电路，它是一个闭环控制系统。由于锁相环的优良性能，它已成为各类电子系统中不可缺少的基本部件。全数字锁相环与相比模拟锁相环，其具有一切数字电路特有的显著优点，即参数稳定，抗干扰能力强，集成度高。全数字锁相环还解决了模拟锁相环中VCO的非线性，鉴相器不精确，部件易饱和以及高阶环不稳定等难题[1?2]，因此全数字锁相环得到了越来越多的应用。

对数字锁相环而言，随着设计方法的不同，其性能差别很大。文献[3?4]提出一种具有自动变模控制的快速全数字锁相环，其数字滤波器模数可以根据鉴相误差的大小进行自动调节，不但提高了锁相速度，也很好的克服了捕捉速度与抗噪声性能之间的矛盾。但是由于设计方案中的滤波器部分采用的是比例结构的滤波器，所以相位输出会存在静态误差。文献[5]提出一种基于时序状态转移逻辑的数字鉴相器，提高了鉴相准确性，采用比例积分结构的环路滤波器消除了锁相误差，但是没有解决锁相环路受固定中心频率制约的问题。文献[6?7]采用可变模分频器代替了脉冲加减电路使得中心频率可变，增宽了锁相环路的带宽，但是环路滤波器采用比例结构，仍然存在相位输出存在静态误差的问题。文献[8]提出一种具有比例积分结构和前馈鉴频环节的可变模ADPLL，使得该ADPLL具有锁相速度快、范围大、稳定性好，相位输出无静差等优点。但是该设计方案中，鉴相部分的时钟频率较低，使得量化误差大，鉴相精度不高。同时存在比例积分结构的滤波器电路结构较复杂，电路延迟时间较长等问题。

针对上述分析，本文提出一种基于双边沿触发的环路滤波器的新型全数字锁相环。该ADPLL鉴频模块加入时间数字转换电路，能有效地提高鉴相精度;数字环路滤波器采用的是双边沿触发的比例积分结构，在消除输出信号相位稳态误差的同时简化了电路结构。同时，采用前馈测频模块与可变模分频器，使得锁相范围增大，锁相速度提高。整个系统采用VHDL语言编程设计，使用Quartus 软件对系统设计进行编译和仿真验证。

1 全数字锁相环的结构与工作原理

本文所提出的新型宽频域锁相环主要由检测电路、时间数字转换电路、测频模块、双边沿触发数字环路滤波器和可变模分频器构成，其结构框图如图1所示。检测电路通过检测输入信号u1和输出信号u2的上升沿进行工作，输出相应的相位差以及超前或滞后标志信号;时间数字转换电路把检测电路输出的相位差转换成高精度的数字值;测频模块检测输入信号的频率值并生成频率控制字实时调节数字滤波器的参数。环路滤波器对时间数字转换电路的输出进行相应的运算操作，并生成比例积分控制信号。DCO则根据比例积分控制信号来自动调节输出信号的频率以实现环路锁定。下面将对其中的几个主要模块的原理进行相应的介绍。

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图1 提出的ADPLL系统框图

1.1 数字鉴相器

本系统检测电路中采用的是双D触发器数字鉴相器[2]，其由双D触发器、RS触发器构成。其中双D触发器通过对输入与输出信号上升沿的检测，产生脉宽正比于输入/输出信号的相位差信号，RS触发器则判别并产生相位极性。与其他鉴相器相比，双D触发器鉴相器的特点在于可同时具有鉴相与鉴频的功能。

相位误差量化电路由时间数字转换电路（TDC）实现，TDC是测量时间的一种常用电路。传统的锁相环对于鉴相误差的处理是通过对鉴相器中加入与非门，鉴相误差脉宽作为开门信号，让系统时钟通过，得到相位误差序列，即相位误差的数字量化信号。因此为满足一定的锁相要求，锁相环必须采用较高的时钟频率来实现。由于计数器在高速的翻转过程中很容易因不稳定而产生“亚稳态”效应，所以普通的计数器技术已经很难满足越来越高的时间分辨率的要求，而时间转换电路能将时间间隔直接转换成高精度的数字值，以实现较高的时间分辨率，从而提高鉴相精度。在本文ADPLL设计中，TDC可把检测电路检测出的相位差量化成高精度的数字信号，并送数字滤波器滤波进行相应的运算处理。其原理框图如图2所示。<E：＼王芳＼现代电子技术201502＼Image＼45t2.tif>

图2 时间数字转换电路原理框图

其中CLK为高频时钟信号，CLKS为置位时钟信号。置位模块控制整个TDC电路的置位动作;环形移位寄存器和编码器组成系统的细计数器部分;通用计数器作为系统的粗计数部分，决定电路的时钟测量范围;输出逻辑电路将细计数部分与粗计数部分的输出组合为最终的系统输出。在初始状态时，环形移位寄存器中的P7节点为高电平，其他节点（P6～P0）都为低电平。电路工作时，高频时钟上升沿使得高电平在8个电路节点中循环出现，故在测量时间结束时，由当前电路节点的状态便可得知系统所经历的高频时钟脉冲数量。编码器对当前的节点状态进行编码并作为细计数部分的输出。由图2可知，通用计数器只在环形移位寄存器P7节点的上升沿出现时才进行计数，计数周期为高频时钟周期的8倍，完成从低位到高位的进位计数。输出逻辑电路则是将粗计数部分与细计数部分组合成总的计数值，形成整个时间数字转换电路的最终输出信号[9]。

1.2 双边沿触发的数字环路滤波器

数字环路滤波器的主要作用是抑制噪声及高频分量，调节环路相位的校正速度和精度。传统比例积分结构的数字环路滤波器需要一个周期性复位可逆计数器，以实现比例部分的运算操作，一个不可复位计数器来实现积分部分的运算操作，以及一个加法器将两个计数器的值相加作为滤波器的输出。两路计数器的加减方向则是由数字鉴相器输出的超前或滞后标志信号来控制。周期性可逆计数器部分相当于比例环节，不可复位计数器部分则相当于一个理想积分环节。而本设计方案提出的双边沿触发的数字环路滤波器，只需要一个数据选择器和一个累加器即可实现相同的功能。其原理框图如图3所示。这个累加器在输入信号的上升沿到来时累加积分部分的数值，在输入信号的下降沿到来时对比例部分的数值进行运算[10]。由此可见，双边沿触发的环路滤波器与传统的环路滤波器具有相同工作频率和相同的系统传输函数，但是却能有效地简化电路结构以及减少电路延迟时间。

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图3 双边沿触发的DLF原理框图

1.3 测频模块与数控振荡器

测频模块是通过在输入信号的高电平期间对系统时钟脉冲计数来实现，得到的输出数值近似表示了系统时钟与输入信号频率之间的倍数关系。在本系统设计中，测频得到的数值赋值给双边沿触发数字低通滤波器的积分模块作为初始值，可大大加快系统锁频锁相的速度。

本文的数控振荡器部分采用的除N计数器式数控振荡器，其分频系数来自环路滤波器的输出参数N，除N计数器对系统时钟进行N分频，得到ADPLL的输出信号。由于环路滤波器的初始值与前馈鉴频值有关，所以最快可以在一个输入周期内锁定频率。

2 全数字锁相环的设计与仿真验证

根据图1所示的ADPLL的结构框图，采用自顶向下的模块化设计方法，用VHDL对全数字锁相环的各个部件分别进行编程设计，最后对系统做综合设计，并对该系统设计进行了仿真验证。图4为利用QuartusⅡ软件所设计的新型宽频域锁相环的系统顶层电路图。

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图4 新型宽频域全数字锁相环的系统顶层电路图

新型宽频域锁相环的系统仿真结果如图5～图8所示，其中clkin 为系统时钟 ，gclk为TDC的高频输入时钟，u1为系统输入信号，u2为系统输出信号。ni、np分别为环路滤波器积分部分与比例部分的控制参数。系统仿真结果表明：该锁相环在两个周期内可以实现频率锁定，最快可在10个左右输入周期内实现相位锁定，其锁相范围为800 Hz～1 MHz。

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图5 输入信号u1=800 Hz时序仿真图

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图6 输入信号u1=50 kHz时序仿真图

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图7 输入信号u1=500 kHz时序仿真图

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图8 输入信号u1=1 MHz时序仿真图

3 结 语

本文提出的新型宽频域全数字锁相环，在系统鉴相模块中采用高精度时间数字转换电路对相位误差信号进行数值量化，有效的提高了鉴相精度。用双边沿触发的数字比例积分控制电路替代了传统的数字滤波电路。该锁相环具有锁相范围宽、精度高、电路结构简单和易于集成等特点，可以方便地嵌入到基于FPGA的数字控制系统和数字芯片中，适用于快速同步需求的场合。

参考文献

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[8] 肖帅，孙建波，耿华，等.基于FPGA 实现的可变模全数字锁相环[J].电工技术学报，2012，27（4）：153?158.

篇10

六阶低通滤波器可以有3个二阶低通滤波器级联产生，所以先根据文献［5，6］介绍二阶低通滤波器的优化设计方法。常用的二阶压控电压源低通滤波电路如图1所示。

2六阶单位增益压控电压源低通滤波器的设计

六阶单位增益低通滤波器可以由3个二阶单位增益低通滤波器级联构成，每个二阶低通滤波器的二项式及系数特点是s2+αs+β，由归一化的巴特沃斯多项式可知α＞0，β=1。由于是设计单位增益的低通滤波器，所以AF=1，则由式(9)、(10)得R2=α±α2－4槡k2kω0C1，R1=αα2－4槡k2kω0C1，k≤α24。根据文献［5，6］C1取值可根据现有电容约取为C1=1103－5f0，可取C1=2．2nF，ω0是要求设计的低通滤波器的截止角频率，取合适的k值即可计算出R1，R2的值，由C2=kC1，即k是C2与C1的比值，可得到C2的值。考虑到是单位增益，并为运放正端提供地回路同时补偿运放失调，所以取RfRr，RfRr≈Rf=R1+R2，这样对于二阶低通滤波器的所有电容、电阻的参数都可以一一确定。根据上述电阻电容参数确定的方法，有一种最简单的取值，即取k=α24，则R1=R2=2αω0C1，C2=0．25α2C1，这也是文献［5］中提到的优化设计方法。设计实例:设计六阶压控电压源单位增益巴特沃斯低通滤波器，截止频率为100kHz，增益G=1。电路仿真图如图2所示。六阶滤波器的α值分别为0．5176，1．4140和1．9318，根据最简单取值情况计算出的各电阻、电容值如图2所示。仿真得到该滤波器的幅频特性曲线如图3所示。

3取不同k值对幅频特性的影响

上面的取值方法最简单，且使得R3=R1+R2，R7=R5+R6，R10=R9+R12，这也使元件规格减少一种，订货和装配都较方便，成本也可降低。但是否是最好的取值还需进一步仿真研究。取不同的k值对应其他的电阻电容取值如表1所示。为了便于说明把六阶滤波器分成第一级二阶滤波器、第二级二阶滤波器和第三级二阶滤波器，对应的k值分别为k1，k2和k3。另外三级的k值均按照同时减小的方向取值。由上面分析可知图2中R1=R2，R5=R6，R9=R12，C2=C4=C6=2．2nF。R3=R1+R2，R7=R5+R6，R10=R9+R12，而R4，R8，R11取1T的大值电阻，因此所有的元件值都已经确定。针对不同的k值仿真得到的幅频特性曲线如图4所示。由图4看出按照最简单的方式，即优化方法设计的各元件的参数值具有最优的幅频特性曲线，另外随着三级对应的k值同时越减小得到的幅频特性越差。

4元件数值变化对幅频特性的影响

为了突出电路中元件参数的变化对优化设计出的低通滤波器的幅频特性的影响，考察电路中各电容按+20%和－20%变化的情况。另外通过Multisim10仿真发现电路中电阻的较小变化对幅频特性曲线的影响较小，所以省略仿真图，且只说明电容变化的情况，如图5、图6所示。由图5和图6可知电容C2，C3，C5电容值变化对低通滤波器的幅频特性的影响较大，另外C6在电容值减小时对滤波器幅频特性的影响也较大，除此之外其他电容值的改变对滤波器的幅频特性影响较小。所以在实际使用中应尽量减小C2，C3，C5，C6电容值的变化，使用精度相对较高的电容，其他情况电容可以容忍较大电容值的变化。

5结束语