偏置电路设计范文

导语：如何才能写好一篇偏置电路设计，这就需要搜集整理更多的资料和文献，欢迎阅读由公务员之家整理的十篇范文，供你借鉴。

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关键词： 硅PIN光电二极管； 偏置电路； 电子滤波器； 闪烁探测器

中图分类号： TN710?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2014）13?0159?03

Design and application of low?price bias circuit for Si?PIN photodiodes

JIA Mu?lin1， ZENG Guo?qiang2， MA Xiong?nan3

（1. Guangxi Radiation Environment Supervision and Management Station， Naning 530222， China； 2. Chengdu University of Technologe， Chengdu 610059， China；

3. China Institude For Radiation Protection， Taiyuan 030006， China）

Abstract： The Si?PIN photodiodes have been more and more widely used in the areas of weak light signal detection， but the result of detection is more likely affected by bias voltage and other factors. The high?stability bias voltage with low ripple coefficient is essential for accurately achieving the detected weak light singal. A Si?PIN photodiode bias circuit based on TPS61040 DC/DC boost converting chip was design and applied to the weak light signal detection of the NaT （Tl） scintillator. A good result was achieved.

Keywords： Si?PIN photondiode； bias circuit； electronic filter； scintillator detector

硅PIN光电二极管（以下简称SPD）作为一种成熟的半导体光电器件，因其特有的优势在自控、通信、环保、医疗及高能物理研究等领域得到了越来越广泛的应用，但其使用极易受所加偏置电压的影响。因此，在实际应用中对SPD上所加的偏置电压的要求非常苛刻，必须具备很低的纹波系数和良好的稳定性，这也就造成常用的SPD偏置电路成本较高。针对这一情况，本文将介绍一款基于TPS61040电压转换芯片的偏压电路设计，并将其应用于NaI（Tl）+SPD辐射探测器的信号检测。

1 硅PIN光电二极管与偏置电压关系

1.1 SPD及其偏置电压简介

与普通光电二极管相比，SPD是由中间隔着本征层的PN结构成。当在PN两端外加反向偏压时，内建电场几乎集中于I层，使得耗尽层厚度加大，增大了对光子的吸收和转换有效区域，提高了量子效率；同时，PN节双电层间距加宽，降低了器件本身的结电容，如图1所示。使得器件的响应速度提高，有利于在微弱光脉冲信号检测领域的运用；此外，结电容的降低减小了信号电荷在其上的分配，有利于为前置放大电路输入更多的原始信号电荷。

图1 偏置电压与结电容关系

1.2 偏置电压电平选择

但偏置电压不是越高越好，原因是SPD的暗电流随偏压的增加而增加，如图2所示。当偏压超过一定值时，暗电流随偏压呈线性增长趋势，使得整个系统的信噪比迅速降低。在进行微弱光信号检测时，若所加偏压自身噪声较大，将直接影响到有用信号的提取，甚至可能将有用信号完全湮没。综合SPD的特性曲线和实验结果，一般将偏置电压设定在24 V。

图2 偏置电压与暗电流关系

2 偏置电路设计

2.1 升压芯片确定

通常，便携式仪器配用的电源电压为较低，无法满足SPD偏置电压电平24 V的要求，须进行升压处理。目前，主要选用APD（雪崩光电二极管）专用升压芯片（如：MAX5026，MAX1932等）构成SPD的偏置电路，但成本相对较高，且这类芯片升压幅度远超过SPD的需要，造成了一定的浪费。因此，设计一款低成本的SPD专用偏置电路是非常有必要的。

本文选用的TPS61040升压芯片是一款由德州仪器公司生产的电感式DC/DC升压转换器，其主要特点是价格低、功耗低、转换效率高。该芯片采用脉冲频率调制（FPM）模式，开关频率高达1 MHz；输入电压范围为1.8～6 V，可选用的供电电源较为丰富，适用性强；最高输出电压可达28 V，可满足绝大部分SPD的偏压电平要求。

2.2 TPS61040工作原理

TPS61040的内部功能结构如图3所示，其脉冲频率调制模式（PFM）工作原理如下：转换器通过FB脚检测输出电压，当反馈电压降到参考电压1.233 V以下时，启动内部开关，使电感电流增大，并开始储能；当流过外部电感的电流达到内部设定的电流峰值400 mA或者开关启动时间超过6 μs时，内部开关自动关闭，电感所储能量开始释放；反馈电压低于1.233 V或内部开关关闭时间超过400 ns，开关再次启动，电流增大。通过PFM峰值电流控制的调配，转换器工作在不间断导通模式，开关频率取决于输出电流大小。这种方式使得转换器具有85%的转换效率。芯片内部集成的MOSFET开关，可使输出端SW与输入端隔离。在关断过程中输入电压与输出电压间无联接，可将关断电流减小到0.1 μA量级，从而大大降低了功率。

图3 TPS61040的功能模块

2.3 升压电路设计

本文设计（图4所示）采用5 V电池作为电源，输出电压+24.5 V。根据TPS61040的数据手册可知反馈电平决定了输出电压的值，反馈电平又与分压电阻直接相关，输出电压[Vout]可按如下公式计算：

[Vout=1.233*（1+RTRB）]

式中：[RT]和[RB]分别为上下分压电阻，在电池供电的情况下，二者的最大阻值分别为2.2 MΩ与200 kΩ。在选择反馈电阻时，应综合考虑阻值与反馈电平的关系，较小的阻值有利于减小反馈电平的噪声，本文中[RT]和[RB]分别选用阻值1 MΩ与51 kΩ的电阻，根据上式可得输出的电压电平为24.5 V。为减小输出电压的纹波，可在[RT]上并联一补偿电容。三极管[Q1]用于隔离负载与输入电源。

图4 升压转换器原理图

2.4 滤波电路设计

根据PFM模式的工作原理可知，流过储能电感的电流呈现周期性的变化，从而将其内贮存的磁能转化为电能输出，造成了偏置电路的输出电平也呈周期性变化，波形近似为三角波，如图5所示。这使得升压转换器输出的电压不能直接用于的SPD偏置。

要得到理想的偏置电压，必须对其进行处理。本文采用电子滤波器来完成偏压的滤波，电路原理如图6所示。根据电子滤波器有放大电容的作用，可以用容量和体积均较小的电容来实现超大电容的功能，基本设计如图6所示。通过滤波处理后，成功将偏置电压的纹波控制在2 mV以内（见图7），且整个偏压电路体积较小，而且成本较低。

图5 升压转换器输出电压波形

图6 偏压滤波原理图

图7 滤波后的偏压

3 应用实例

本文选用的SPD为滨淞公司S3590?08型大面积硅PIN光电二极管，可用于闪烁探测器中光电转换功能，选用的闪烁体为一块体积Φ30 mm×25 mm的圆柱形NaI（Tl）晶体，通过一块聚光光锥将NaI（Tl）晶体发出微弱光线汇集到S3590?08的受光面进行探测，并采用本文设计的升压电路为S3590?08提供偏压；选用的放射源核素为Cs?137。SPD输出信号经过前置放大器（原理如图8所示）处理后，输出信号的波形如图9所示，可见本文设计的偏置电路基本达到辐射信号检测的需要。

图8 前放原理图

图9 加有偏压核脉冲信号波形

4 结 论

本实验表明，基于TPS61040升压转换器的升压电路是可以用作对偏压要求较高的SPD的偏置电源，与采用APD专用偏压芯片构成的同类电路相比，成本更低，且电路结构简单、功耗较低、体积较小，具有一定的实际运用价值。

参考文献

[1] 尼曼（美）.半导体物理与器件[M].3版.北京：电子工业出版社，2005.

[2] 凌球，郭兰英.核辐射探测[M].北京：原子能出版社，1992.

[3] 侯振义.直流开关电源技术及应用[M].北京：电子工业出版社，2006.

[4] 薛永毅.新型电源电路应用实例[M].北京：电子工业出版社，2001.

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关键词：数控直流电源；稳压电源；电压源；电流源

中图分类号：TM461文献标识码：A文章编号：10053824（2013）04006707

0引言

数控直流稳压电源应用非常广泛，是学习电子信息工程、通信工程、机电一体化、电气自动化等电类专业学生必然涉及到的一个电工电子课程设计项目。全国大学生电子设计竞赛曾于第一届A题、第二届A题和第七届F题（电流源），全国首届高职院校技能竞赛样题以及省级院校竞赛都有涉及，用来检验学生的电子设计能力，可见其普遍性。

虽然较多论文都涉及，但电路设计的多样性以及制作经验篇幅鲜少，不足以使读者完成作品并举一反三。笔者参阅数十篇关于数控直流电源系统的设计，发现许多很难读懂的问题。例如，给出参数设计输出达20 V电压，但运放直接驱动达林顿管明显无法输出达22 V以上。又如，通篇无关紧要的内容，唯独缺少比较放大环节设计及关键电路的完整连接，也就是说DAC输出到调整管之间内容匮乏，这也是本文解决问题的初衷。

直流稳压电源按照功率管工作状态，分为线性稳压电源、开关稳压电源2种。鉴于电类专业课程设计的需要，本文重点解析线性稳压电源之关键设计，如与OP放大器设计联系密切的部分，希望对读者制作该项目或写论文有所帮助。

1设计要求的性能指标与测试方法

1）输出电流IL（即额定负载电流），它的最大值决定调整管（三端稳压器）的最大允许功耗PCM和最大允许电流ICM，要求：IL （Vimax-Vomin）

2）根据输出电压范围和最大输出电流的指标，U/I可计算出等效负载阻值。例如，输出电压要求达30 V，最大输出电流1 A，因此模拟负载应满足从几Ω到30 Ω之间，调整管耗散功率应满足30 W以上，考虑加散热片。

1.2质量指标

纹波电压：是指叠加在输出电压Uo上的交流分量。在额定输出电压和负载电流下，用示波器观测其峰一峰值，Uo（p-p）一般为毫伏量级，也可以用交流电压表测量其有效值。纹波系数是纹波电压与输出电压的百分比。设计中主要涉及滤波电路RLC充放电时间常数的计算。一般在全波式桥式整流情况下，根据下式选择滤波电容C的容量：RL・C=（3-5）T/2，式中T为输入交流信号周期，因而T=1/f=1/50=20 ms；RL为整流滤波电路的等效负载电阻。

稳压系数Su和电压调整率Ku均说明输入电压变化对输出电压的影响[2]，因此只需测试其中之一即可。电源输出电阻ro和电流调整率Ki均说明负载电流变化对输出电压的影响[2]，因此也只需测试其中之一即可，具体操作参照指标的定义来实施。

2.2DAC接口电路的设计

2.3调整管控制电路、电压采样与电流采样电路的

2.4ADC接口电路的设计、同时具备电压源与电流源功能的设计

2.6具备电压预置记忆存储部分的设计

2.7保护电路的设计

2.8.2滤波电路的设计

3结语

曾经查阅数十篇类似稳压电源电路图，深感模拟电路设计的重要性。本文将电压源与电流源的设计方案同时罗列，便于读者理解设计要领。重点解析DAC输出后的电路设计，图中电压、电流数据全部基于proteus交互式仿真完成。电路设计的连贯性、采样电路取值、运放电路与驱动电路设计等，是同类论文较少论述的环节，可以有效解决目前存在的诸多问题，有助于读者提高电路解析能力。仅此抛砖引玉，希望本文的设计能对读者在实际工作中有所帮助，不当之处请多指教。

参考文献：

[1]高吉祥.全国大学生电子设计竞赛培训系列教程――基本技能训练与单元电路设计[M].北京：电子工业出版社，2007.

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[3]杨秀增，黄灿胜. 基于Nios II的高精度数控直流稳压电源设计[J]. 电子设计工程，2009，17（9）：4749.

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[6]冈村迪夫.OP放大电路设计[M].王玲，徐雅珍，李武平，译.北京：科学出版社，2004.

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[8]江海鹰，孙王强，孙杰，等. 实用高精度数控直流电流/电压源[J].济南大学学报：自然科学版，2006，20（3）：249251.

[9]彭军.运算放大器及其应用[M].北京：科学出版社，2008.

[10]清华大学电子学教研组.模拟电子技术基础简明教程[M].3版.北京：高等教育出版社，2006.

[11]黄智伟.全国大学生电子设计竞赛系统设计[M].北京：北京航空航天大学出版社，2011.

[12]陈光明，施金鸿，桂金莲.电子技术课程设计与综合实训[M].北京：北京航空航天大学出版社，2007.

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【关键词】嵌入式CortexTM-M3 LM3S811 温度检测

豆浆是现代科学公认的营养品，随着家庭生活条件的改善、生活水平的提高以及出于对食品安全的考虑，富含植物性蛋白的豆浆正以无可阻挡的魅力走进千家万户，本论文即采用 嵌入式单片机设计的一款豆浆机。

1 LM3S811单片机介绍

TI公司的Stellaris系列的单片机，能够使用户以传统的8位和16位器件的价位来享受32位的性能。该系列单片机是针对工业应用方案而设计的，包括远程监控、电子售货机、测试和测量设备、网络设备和交换机、工厂自动化、建筑控制、运动控制、医疗器械、以及火警安防等。

LM3S811单片机的优势还在于能够方便的运用多种ARM的开发工具和片上系统（SoC）的底层IP应用方案，能够满足各种需求。另外，该单片机使用了兼容ARM的Thumb?指令集的Thumb2指令集来减少存储容量的需求，并以此达到降低成本的目的。因此，本设计采用LM3S811单片机作为控制芯片。

2 豆浆机工作流程与硬件设计

2.1 豆浆机工作流程

正常上电后按豆浆按钮，蜂鸣器“嘀”一声，指示灯亮。

（1）延时2秒、随后加热到80℃，打豆10秒后停5秒。

（2）自动加热挂泡，停止加热10秒。

（2）打豆10秒，停10秒如此循环6次。

（3）加热到挂泡，如此循环3次。

（4）打豆10秒，停6秒如此循环6次。

（5）加热到挂泡，如此循环6次。

完成后蜂鸣器提示音1秒一声，一分钟后转至每间隔10秒蜂鸣器“嘀”一声提示音，表示工作进程结束。

2.2 豆浆机硬件电路设计

全自动豆浆机硬件电路包括温度传感器电路、单片机最小系统以及输出控制电路。

由于单片机内部有上拉电阻，所以按钮电路没有连接上拉电阻；用单片机引脚直接控制继电器的方式驱动电加热器与电机；温度传感器采用热敏电阻KTY81-110，采用电阻串联分压法直接将热敏电阻两端的电压输入到单片机LM3S811的ADC中；采用变压器降压、整流、滤波后，经过3.3V稳压器1117（3.3V）输出，为豆浆机提供电源。通过这些电路设计，能够实现全自动豆浆机系统。

3 基于LM3S811单片机的豆浆控制电路机程序框架

本设计为全自动豆浆机，采用状态机描述进行编程。按照状态机描述豆浆机不同得工作状态，程序由C语言写出，主程序由单片机初始化、温度传感器初始化、键盘初始化等等，程序框架如下：

include " LM3S811.h"

定义数码管译码数组；

定义数码管位选数组；

定义LED灯数组；

定义保存在FLASH中数据的数组；

定义定时标记变量；

定义其他全局数组与变量； //例如定时变量dsbl等

函数原型声明；

void main（void）

{

定时器0初始化； //实现时间标记

定时器1初始化； //对定时变量定时

引脚初始化； //按钮、水位电极、ADC、继电器等引脚初始化

ADC初始化；

其他初始化语句；

while（1）

{

//按键处理语句；

{

功能选择等按钮语句； //按钮变量anbl随按下按钮不同而不同

豆浆按钮按下时，anbl=1； //对应指示灯亮，表示工作状态

烧水按钮按下时，anbl=2；

搅拌按钮按下时，anbl=3；

若没有按钮按下，anbl=4；

需要按钮抬起判断语句；

}

//低水位电极、防溢出电极、温度检测

if（sample_time= =1）

{

检测水位电极； //设置低水位标志，若是低水位，低水位标志为1

检测防溢出电极； //设置防溢出标志，若是溢出，防溢出标志为1

ADC转换温度值、数字滤波语句，转换成温度值。

sample_time= =0；

}

//状态机

if （state_time= =1）

{

状态机语句；

state_time=0；

按钮变量=0

}

//输出语句：

4 结论

TI公司的Stellaris系列的单片机，LM3S811单片机与Stellaris系列的所有成员是代码兼容的，这为用户提供了灵活性，能够适应各种精确的需求，必将得到越来越广泛的应用。

参考文献

[1]都业弘.我国大豆磨{行业现状及发展[J].食品科学，1999（02）：28-29.

[2]李延鹏.ARM嵌入式系统开发与应用完全手册[M].北京：中国铁道出版社，2013.

通讯作者简介

周立平（1979-），男，现为中国电子科技集团第二研究所工程师。研究方向为自动控制。

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简要介绍了某制冷型长波576×6元红外焦平面探测器，并根据探测器要求设计了红外成像系统的硬件电路。电路主要包括探测器偏置电路、时序驱动、红外模拟信号调理、数字化及存储、数字视频处理、视频输出接口电路。其中红外数字视频处理电路设计采用FPGA+DSP构成的可重构柔性平台，实现探测器信号读出、A/D采样及扫描成像等时序生成、图像数据排序整理、非均匀性校正、图像增强等核心功能。实验结构表明，该电路设计合理可行，达到了预期的目的。

【关键词】长波576×6元探测器 偏置电压 模数转换 非均匀性校正

高分辨率红外成像系统在机载光电雷达、红外搜索与跟踪系统、全天候侦察监控等领域的需求越来越迫切。本系统电路设计采用了制冷型长波576×6元红外焦平面探测器，采用线列扫描的方式产生红外图像。探测器包括16 通道模拟信号输出，平均峰值探测率D*不低于2.2×1011cmHz1/2/W，最高读出速率5MHz，适用于各种先进的扫描型红外成像系统。

本文介绍了采用制冷型长波576×6元红外焦平面探测器设计的红外扫描成像系统。该系统使用低噪声高精度的电压基准源提供探测器偏置电压，用FPGA实现整个系统的时序同步及红外信号AD转换采集和图像数据排序，使用DSP实现非均匀性校正、图像增强处理以及视频信号输出。该系统最终可输出标准的PAL制视频信号，图像分辨率为576×512 像元，经试验能够满足红外目标的扫描搜索和实时跟踪需要。

1 探测器介绍

长波576×6元碲镉汞红外焦平面探测器杜瓦制冷机组件，探测响应波段为7.5μm～10.3μm，该探测器杜瓦制冷机组件（DDCA）主要包括两大部分：高灵敏度的长波576×6元红外焦平面探测器和斯特林制冷机。光伏阵列由576列组成，每列6个像元，读出电路对每一列的6个像元进行时间延迟积分（TDI）。光电二极管阵列由两组个数为288列的通道模块组成。

探测器积分时间可调，多种增益可调，可进行双向TDI扫描。微杜瓦采用金属密封结构、吸气剂用来保持长时间的真空度、高效冷屏设计。制冷机制冷效率高，整机振动和噪音小，可靠性高。

1.1 红外焦平面电学接口

红外焦平面探测器的电学接口主要包括3部分：输入偏置电压，输入时序，输出红外模拟信号。见下表1。

1.2 时序要求

红外焦平面探测器运行需要3个时序信号：主时钟MC，积分信号INT，串行接口设置输入数据。主时钟MC具有最大频率5MHz和50%的占空比，主时钟是整个电路同步工作的基础。每个时钟周期输出一列信息。作为最佳选择，最小帧周期应为38个主时钟周期。积分信号INT，为积分时间和读出时间控制信号。积分时间由经过2.5个主时钟周期移位的INT高电平决定。INT的下降沿控制积分信号的采样。2.5MC周期后，积分电容被复位到VR，积分结束。

红外焦平面探测器的工作时序如图1-1所示

串行接口SERDAT是在每一帧中，加载到控制寄存器的串行输入数据。30位的控制寄存器用于建立和保持对芯片的配置。每次上电时，需要重新加载一次SERDAT信息。控制寄存器位定义见下表2。

2 硬件电路设计

红外成像系统的硬件电路组成如图2所示，主要包括探测器电压偏置电路、探测器时序驱动，红外模拟信号预处理电路、红外信号AD转换电路、图像数据FIFO暂存电路，红外数字图像处理电路、数字图像输出接口电路等。其中红外数字图像处理电路由DSP+FPGA红外数字视频处理电路实现探测器的时序驱动、AD采样时序、扫描成像时序、图像数据排序整理、非均匀性校正、图像增强等功能，设计采用FPGA+DSP相结合的方式来完成。

2.1 偏置电压及时序驱动设计

要得到红外焦平面探测器的红外输出模拟信号，首先要给探测器提供满足要求的偏置电压和时序驱动，由表1可知，探测器需要5个偏置电压，其中Gpol电压可调，其他电压为固定值，所有偏置电压都有精度高，噪声低的要求，一般的LDO电压转换电路满足不了精度和噪声要求，需要专门设计。可调偏置电压Gpol先用低功耗高精度的数模转换器DAC7311产生，再滤波加射随电路以提高驱动能力，DAC7311的输入端由DSP程序控制，可在调试阶段通过编程改变输出电压值。固定偏置电压全部采用了电压基准源供电，VDDA和VDD分别用LT1461AIS8-5提供，LT1461是一款高精度，低温漂的电压基准源，电压准确度不超过0.04%，能够满足±0.05V的偏差要求，并且能提供至少50mA的输出电流，可以满足探测器40mA的要求，不用另外加射随电路驱动。VR的电压值不是常用的电压基准值，所以先用LT1461AIS8-5产生5.000V的基准电压，再分别用1%精度的电阻分压得到相应的电压值，再使用射随电路提供给探测器。例如VR电压的生成，如图3所示。

探测器的时序信号包括两部分，时序信号和控制寄存器，用FPGA实现。硬件电路设计采用ACTEL公司的A3P1000电路，输入时钟为20MHz，四分之一分频后得到整个系统的主时钟MC，再用Verilog编程语言以主时钟为基础产生探测器的积分信号。

探测器的控制寄存器用于增益、扫描方向、像元替代选择，数据字及地址字。每次上电后，用DSP将设置数据写入FPGA的RAM寄存器，数据在MC时钟下的同步下顺序写入探测器的SERDAT管脚。

2.2 AD采样及存储电路设计

制冷机将温度制冷到约80K并稳定后，给探测器送偏置电压和时序信号，探测器会在时序信号驱动下输出红外模拟信号，16路模拟信号在同一个主时钟MC同步下同时输出，模拟信号先使用运放电路处理，再经过低通滤波进入AD转换电路。为降低噪声，提高信噪比，运放电路和AD电路的供电都经过了滤波处理，数字地与模拟地进行隔离，防止数字地上的噪声进入模拟地。

本设计的运放电路选用LT公司低噪声低失真，高速轨至轨运放电路LT1806，噪声低至3.5nV/ 。AD转换电路选用了AD公司14位的模数转换电路AD9240，最高采样时钟10MSPS，信噪比77.5dB，数据在输入时钟的上升沿采集，转换时间需要3个时钟周期，转换后的16路AD数据先缓存在FIFO存储器中，等待FPGA排序处理。电路设计见图4所示。

AD数据存储电路选用IDT公司的IDT72T7295，IDT72T7295是高速大容量FIFO电路，能够兼容多种数字电平，并且输入输出数据总线多种可选，该设计中使用了4片FIFO，每片使用X72inX18out的模式，这样可以将每4路64位的AD数据合并为一路数据，16路AD数据在进入FPGA之前最终被合并为4路，再经过FPGA排序，形成含有576个像素的一行图像。

2.3 数字图像处理电路

数字信号处理器DSP选用TI公司的TMS320DM648，该处理器时钟频率高达1.1GHz，具有千兆以太网接口，外部DDR2存储器接口，数据传输速度快。增强的EDMA3控制器提高了读取数据速度。DM648对EDMA读入内部RAM的图像进行非均匀性校正，直方图统计，坏像元检测及替换，然后进行图像增强后，送到FPGA中缓存用于显示。FPGA产生探测器需要的时序驱动外，还产生整个系统的时序同步信号，并将视频的行场同步信号送给扫描控制电路。

2.4 视频显示电路设计

数模转换电路选用AD公司的ADV7123，ADV7123包含3路10bits的视频D/A转换器，行场同步信号，行场复合消隐信号，时钟信号。因为红外图像反映的是目标热辐射分布情况，只有灰度值。ADV7123的行场同步信号和消隐信号是叠加在绿色通道上的，所以FPGA将DSP处理好的红外数字图像送ADV7123电路的G[9：0]通道，红色和蓝色通道接地。DA转换后的实时图像如图5所示。

3 结论

经过实时测试和实际验证，设计的硬件电路完全满足系统的要求，探测器偏置电压设计产生的电压噪声低，精度高，时序驱动信号稳定。AD转换及存储电路能够实时转换16路视频信号并存储下来，高速DSP+FPGA的数字处理电路能够实时完成数字红外图像处理，将处理好的图像送DA电路显示或者通过千兆网口送给上位机做图像跟踪监控。该电路系统设计最终输出的图像清晰稳定，达到了预期的目的。

参考文献

[1]简献忠等. MCT1024 红外线列扫描成像系统[J].红外技术，2001.

[2] 范宏波等.288×4热像仪扫描速度与系统积分时间的匹配研究[J].红外技术，2007.

作者简介

李转令（1979-），女，现为中国电子科技集团公司第二十七研究所光电部工程师。主要研究方向为红外成像系统研究及嵌入式电路设计。

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关键词：LNA；匹配；共源共栅；SiGe

中图分类号：TN722.3

低噪声放大器（LNA）已经广泛应用于GPS接收机、雷达、电子对抗、大地测绘、遥感遥控、微波通信以及各种高精度的微波测量系统，是射频微波电路和系统不可或缺的组成部分。

1 低噪声放大器电路设计

1.1 低噪声放大器电路原理图

本文利用TSMC 0.35um RF SiGe工艺库，在cadence软件上设计了3GHz窄带两级低噪声放大器。

低噪声放大器原理图如图1所示，Cin和Cout是隔直流电容，Cin，Lb和Le构成了输入级的匹配，而Cox相当于增加了Q1的Cπ，在设计中使得输入匹配有了更多的自由度，且对噪声系数影响很小。但是由于起到了反馈的作用，故对增益有所降低，因此在设计中需要对其值进行折中考虑。

图1 窄带两级低噪声放大器原理图

Q1和Q2，Q3和Q4分别构成共源共栅（cascode）结构，通过级联联系起来。

1.2 cascode结构

双极晶体管一般在低噪声放大器中有共射、共集和共基三种接法，每种接法各有优缺点。共基级放大器输入阻抗低，在很高的频率上，一般具有宽带电流放大能力且线性度好，而共射级放大器输出电阻与集电极的电阻有关[1]。综合考虑，本文中所采用的电路结构为共基和共射组成cascode结构一起使用。如图2所示。

2 结论

根据现实问题的应用需要，本文设计了一个S波段窄带低噪声放大器。针对具体指标性能的需求，文章首先分析了电路设计的一些问题，如主电路结构的选取、输入匹配、电路偏置等的设计，提出了用两级串联负反馈的cascode结构来设计该电路。

参考文献：

[1]康华光.电子技术基础模拟部分（第五版）[M].北京：高等教育出版社，2006-1：147-148.

[2]Ganguly，A.K，Webb，D.C.Microstrip Excitation of Magnetostatic Surface Waves：Theory and Experiment[J].IEEE Trans Microwave Theory Tech，1975，23（12）：998-1006.

篇6

自举电路有着较多的功能，其可以利用电容两端电压无法瞬间突变的特点，改变电路中某点的瞬时电位，在射极跟随器电路中（图1），设输入电阻为Ri，在偏置电路中加入的电阻为R3，加入R3后，电路中输入电阻值会增加，用公式表示为：Ri=[R3+（R1//R2）]//[rbe+（1+β）（R4//RL）]根据公式可以得知，R3越大，输入电阻则越大。R3的取值并不任意的，R3太大会偏离静态工作点的要求，在偏置电路中，通过偏置的方式提高输入阻抗，效能并不是无限的。在该电路中加入电容C3，可以得到如图2所示的电路，在图2的电路中，电容C3的容量增加后，B点的电压变化与输出端电压变化情况一致，R3两端电压变化可表示为Ui-Uo，流过R3的电流为IR3，用公式表示为：IR3=（Ui-UB）/R3=（Ui-Uo）/R3有上述公式可以得知，当Ui发生改变后，Uo也会相应的变化，二者的数值比较相近时，流过R3的电流最小，R3对交流会呈现出最大的阻抗，所以，射极跟随器的输入阻抗会大大提高。自举电路是利用自举电容控制电路，提高电容一端的电位，可以控制另一端的电位。C3就属于自举电容，自举也被称为特殊形式的正反馈。

2自举电路在电路设计中的应用

2.1利用自举电路提高射极跟随器的输入电阻

射极跟随器有着自身的特性，其输入阻抗比较高，而输出阻抗却比较低，在电子线路中有着广泛的应用。很多射极跟随器电路的基极都采用的是固定偏置电路，这种电路的工点稳定性一般较难保证，所以需要将其改为分压式偏置，这一改动有效解决了工点不稳定的问题，但是由于电阻的阻值会受到限制，所以，在分压式偏置的射极跟随器电路（图3）中，输入电阻可表示为：Ri=[R1//R2]//[rbe+（1+β）（R4//RL）]通过电路输入电阻的公式可以得知，R1，R2的取值受到限制后，输入电阻Ri的取值也相应的减小了，影响了射极跟随器输入电阻优势的发挥。为了解决这一问题，必须增加输入电阻的大小，并保证工作点的稳定性，可以在电路中增加电阻R4，或者加入电容C3，即在电路设计中合理的应用自举电路，利用自举电容，改变电路中射极跟随器的性能指标。通过上述分析可知，将输入信号设为Ui，射随器的输出电压可表示为Uo=Au*Ui。由于射极跟随器的电压增益Au的近似值为1，所以，Ui与Uo的大小几乎一致，通过电阻R3的电流可表示为IR3=（Ui-Uo）/R3流过R3的电流是比较小的，但是R3支路对交流信号的等效R3数值却比较大，R3=Ui/IR3=R3/（1-Au）电路输入电阻可以表示为Ri=R3//[rbe+（1+β）（R4//RL）]≈rbe+（1+β）（R4//RL）由上述公式可知，在加入电阻R3与电容C3后，射随器的输入阻抗值有所提高。

2.2利用自举电路扩大电路动态范围

利用自举电路可以扩大放大器的输出动态范围。图4所示是一个典型的OTL电路，图中C3是自举电容，C3、R3、R5组成自举电路。当未加C3(即将C3开路)时，在输人信号ui为正半周最大值时，可使三极管Ti临界饱和，T3的基极电压很低，从而使几接近饱和，输出电压的最大负峰值为UCE（sat）-Vcc/2≈-Vcc/2加人自举电容C3后，静态时P点对地的电位为UP=Vcc-ICQ*R5，R5是隔离电阻，其作用是为了防止输出信号通过自举电容短路，通常取值很小，因此可以认为UP=Vcc，而E点对地直流电位为UE=Vcc/2。因此自举电容C上的直流电压为Uc=Vcc/2。由于Up=Uc+uE=Vcc/2+uE，即Up会随UE的升高而自动抬高。当Uo接近Vcc/2时，UE的瞬间电位可达VCC，此时Up=Vcc+Vcc/2=1.5Vcc，从而能保证供给T2基极足够大的基极电流，使其达到饱和状态，使输出电压的正、负半周幅度对称。使负载上能够获得足够大的输出电压，即扩大了电路输出电压的动态范围。

2.3利用自举电路提高电路增益

设T1为核心构成共射电路，以T2为核心构成的是射随器，G3为自举电容。电路输出电压跟随N点的电位变化而变化，通过C3的反馈将输出电压反馈到M点，使M点的电位也跟随N点电位的电位变化而变化，实现自举。其结果使M点的电位与N点电位很接近，使流过Rc2的交流电流大大减少，这就相当于提高了Rc2的交流等效阻抗，从而提高了电路的增益。利用几管产生自举作用，不仅提高了电路的增益，而且也使电路输出的电阻大大增加，所以适用于后级放大电路输人阻抗较高的场合。

3结语

篇7

关键词： 沃尔曼电路； MOS管； 阈值电压； 镜像电流源

中图分类号： TN710?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2013）10?0125?03

0 引 言

所谓沃尔曼电路，就是将场效应管纵向堆积起来，将下面器件的漏极与上面器件的源极连接起来，将上面器件的栅极交流接地，这样连接的场效应管看作一个器件、并以源极接地来使用的电路[1]。

沃尔曼电路因为能够大大提高放大电路的增益，以及无需增加额外的电流消耗级就可得到高性能的镜像电流源，从而得到广泛的应用。为了减小在动态损耗，管子最好工作于临界饱和的区域，所以沃尔曼电路管子的偏置电压很重要。

随着场效应管技术的进步，大规模集成电路的特征尺寸越来越小，但是即使在低电压的情况下也会带来沟道长度调制效应和载流子的倍增效应等诸多问题，而最大直流电压增益的减小会直接影响总的放大电路的增益。用最小特征尺寸场效应管实现的沃尔曼电路可以同时实现输入/输出高隔离，高输出电阻，宽频带，高直流电压增益和良好的频率响应等特征。镜像电流源任何时候它的输出电流仅仅取决于输入电流，而与输出端的电压无关。输入电流与输出电流的比例取决于场效应管的尺寸比例[2?3]。电流源电路经常用于模拟电路中，为各级放大电路提供合适的静态电流，或者作为有源负载取代高阻值的电阻，从而提高放大电路的放大能力。

1 常规的MOS沃尔曼电路

常规的MOS沃尔曼电路如图1所示，场效应管T3相当于一个放大器，其引入的负反馈稳定输出端场效应管T2偏置电压。为了达到稳定效果，必须让管子工作于合适的区域，T1管开始工作于可变电阻区，电路没有调节功能；进入饱和区后，当输出电压接近0.5 V时，T3管开始起调节作用[4]。即使T2进入可变电阻区依然有调节作用，但是输出信号的动态范围变大。

2 改进的MOS沃尔曼电路

2.1 电路设计

可以看出，所设计的沃尔曼电路达到了减小调节阈值电压的目的。常规沃尔曼电路开始调节的门槛电压接近0.5 V，而改进的沃尔曼电路几乎从一开始就开始调节，调节电压接近0 V。

3 用改进的MOS沃尔曼电路设计的镜像电流源

电流源的电路特点是输出电流稳定，输出交流电阻大。电流源电路经常用于模拟电路中，为各级放大电路提供合适的静态电流，或者作为有源负载取代高阻值的电阻，从而提高放大电路的放大能力[6?7]。

用改进的沃尔曼电路设计的镜像电流源如图4所示。

当输入电压为0～5 V变化时输出电流与输入电流的关系如图5所示，可以看得出该电路是一个性能良好的电流源。该电路无论是正电源还是负电源情况下性能都很良好。

4 结 语

从仿真结果可以看出，动态范围不变的情况下，改进的沃尔曼电路开始调节的阈值电压减小了。用改进的沃尔曼电路设计的镜像电流源当是一个性能良好的电流源。改进的沃尔曼电路可以用来实现镜像电流源电路和电压放大电路从而获得较好的性能。

参考文献

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篇8

关键字：电荷泵，锁相环，自偏置共源共栅电流镜，电压跟随

Design of a High-performance CMOS Charge Pump

DUAN Ji-hai , GU Ge , QIN Zhi-jie

（School of Information & Communication, Guilin University

of electronic Technology, Guilin 541004）

Abstract:A CMOS charge pump for CPPLL is designed. Through the current mirror image from three blocks of the cascade current mirrors with self-bias and wide-swing, the output impedance of the circuit is increased, and the current matching is also improved. In order to reduce the charge sharing, a semi-differential-type current switch with a voltage-follower is employed. The circuits is verified with Spectre simulator in 0.18-μm standard CMOS process, and the simulation shows that the current matching precision is up to 0.9% during 0.4V~1.3V, while the operation frequency, 250MHz.

Keywords: Charge pump; Phase-locked loop; Self-bias cascade mirrior; Voltage-follower

1引言

CMOS电荷泵锁相环电路（Charge Pump Phase-locked Loop, CPPLL）具有高速、低功耗、低抖动、低成本等优点，在频率合成、时钟恢复等电路中被广泛采用。作为电荷泵锁相环里的一个关键模块，电荷泵在电路实现时，却往往存在着开关延迟、充放电电流失配、电荷注入及电荷共享等非理想效应。对于高性能锁相环的设计而言，应尽量减小相位噪声及杂散[6]的产生，使输出电流更平滑，输出电压谐波分量更低，减小开关延迟。本文提出了一种基于伪差分结构的具有高输出阻抗和高充放电流匹配率的电荷泵电路。

2电荷泵设计分析

电荷泵主要功能[3]是将鉴频鉴相器（PFD）的输出信号UP和DOWN转换为模拟的连续变化的电压信号，用于控制压控振荡器（VCO）的振荡频率。当PFD的UP输出信号起作用时，电荷泵的电流源对环路滤波器进行充电，VCO的压控端电压升高，VCO的振荡频率也相应改变，反之，DOWN信号使电荷泵电流沉对环路滤波器进行放电，VCO的压控电压信号降低。当VCO振荡频率和相位与参考信号相同时，电荷泵的输出信号应该保持一个常值。但是传统的电荷泵（如图1所示）存在多种非理想效应，比如电荷泄漏、充放电电流失配、电荷共享、泵开关的延迟等[1][7]。一个好的电荷泵设计应该力求把以上情况降到设计规范之内。

2.1 电流失配

当UP和DOWN信号控制电荷泵充放电时，会产生电流失配和泵开关时间延时问题。由此引起的系统相位偏差表达式如（1）所示[1][7]：

其中，Δton、Tref、I和ΔI分别表示PFD开通时间、参考时钟周期、CP电流和充放电流偏差。从上式得知： Tref不变的情况下，减小ΔI、Δton和增大I有利于减小系统相位偏差。但是为了克服PFD的死区效应，我们一般需要保持一定的开通时间,所以，减少失配电流和增大电荷泵电流是减小PLL相位误差的行之有效的手段。

2.2 电荷共享

由于电荷泵充电电流源和放电电流源的漏极存在寄生电容，当电荷泵电流源都关断时，电流源漏极寄生电容分别被充电到VDD和放电到地。在下一个鉴相时刻的电荷泵电流源都打开的状态时，由于两个寄生电容上的电荷变化量不可能相同，会有剩余电荷注入环路滤波器中，引起VCO压控电压发生变化，造成压控信号产生纹波。通常减小电荷共享的手段是采用差分结构的电荷泵电路[8]。

针对以上一般电荷泵所存在的缺点，本文提出了一个高电流匹配度、高稳定输出电压的电荷泵电路。

3高性能电荷泵设计

现在CPPLL通常采用无死区的PFD。这种PFD在锁相环锁定的情况下依然有等脉宽的UP和DOWN输出。这就要求电荷泵需要做到电流匹配。由于单一CMOS管实现的电流源的有限电阻，在不同的源漏电压下电流存在较大的变化。为了在1.8V低压条件下实现较宽电压范围的恒定电流输出，本设计采用自偏置高摆幅共源共栅镜像电流镜[6]，如图2所示。

自偏置共源共栅电流镜能够增大电流源的内阻，其小信号模型的输出电阻表达式如（2）所示[5]：

由（2）可以看出，共源共栅电流结构增大了泵电流源的输出电阻。选取合理的宽长比可以增大M2管的跨导gm2，同时减小其沟道调制效应，使电流源的内阻最大化。自偏置结构使得电流源的开启电压降为VM 4on+VM 2on，比普通的共源共栅的开启电压Vth+2VM 4 on更低，适合低电压条件下的运用。M4管的宽长比和电阻R1的电阻值可以通过（3）计算出来：

需要注意的是M1、M2存在衬底偏置效应，设其背栅为Vbs，则其阈值电压：

电流源的电流误差率（current error ratio）定义为：

电流镜对MOS管的宽长比及版图的对称性要求很高，已有大量的资料对其做了讲述[2][9]。

为了减小电荷泵CMOS开关引起的电荷共享问题，本文采用增加哑（dummy）电路[4]来改善电路性能，如图3所示。

其中，NM3、PM3，NM4、PM4为主电路，NM1、PM1，NM2、PM2组成哑电路，哑电路的存在使得电荷泵具有两条支路，在同一时刻，两条支路中总有一条支路是导通的，这样就避免了电荷泵无电流流过而引起的电荷共享。Vc和Vcon之间通过一个电压跟随器连接起来，使得哑支路与主支路的节点电压相同。因此，在锁定情况下，电荷泵不会出现周期性的充放电情况。

为了在低压下实现较宽动态范围的电压跟随，本设计采用了轨至轨（rail-to-rail）缓冲器作为电压跟随器，如图4中虚线框内所示。电压跟随器为二级放大器结构，输入级采用双差分放大器并联的轨至轨结构，增大了输入动态范围和增益，其中，PM13、NM13为电流累加管，宽长比分别是PM14和NM14的两倍，输出节点用MOS管电容作为负载，目的是进行频率补偿，稳定输出电压信号。图4为本文所设计的电荷泵的完整电路图。

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本设计电流镜镜像的恒定电流为100μA；采用对称的共源共栅电流源实现对电流源和电流沉的匹配，在电压跟随器的输出端增加一个20pF的电容，使得该节点更加稳定。

4仿真结果

本电荷泵设计采用0.18-μm标准CMOS工艺，使用Cadence软件集成的Spectre 仿真工具对电路进行设计仿真验证，从仿真结果可以看出，电荷泵的电流在0.35V到1.3V的直流扫描范围内CER

5结论

本论文分析了传统电荷泵的工作原理及存在的问题，在此基础上设计了一个结合了对称自偏置高摆幅共源共栅电流源和差分泵开关的电荷泵，电荷泵电流为100μA。在版图面积和电路性能之间经过优化设计，实现了高精度的泵电流的匹配和较高的工作速度以及较小的电荷注入。整体上满足了较高要求的应用环境，适用于高速高精度低压要求的电荷泵锁相环路。

参考文献

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（下转第15页）

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作者简介

段吉海，工学硕士，副教授，硕士生导师，主要研究方向：宽带和超宽带通信集成电路设计、EDA技术及应用、专用集成电路设计;

篇9

【关键词】超宽带低噪声放大器ADS仿真噪声系数

低噪声放大器（LNA）是现代微波通信、雷达、电子战系统中的重要部件，它处于接收系统的前端，对天线接收到的微弱射频信号进行线性放大，同时抑制各种噪声干扰，提高系统灵敏度。由于LNA在接收系统中的特殊位置和作用，该部件的设计对整个接收系统的性能指标起着关键作用。本文介绍了一种超宽带低噪声放大器的设计方法。设计时首先根据性能指标要求选择合适的有源器件，确定相应的工作状态和偏置条件，使器件工作在绝对稳定状态，然后合理设计匹配电路和负反馈电路，最后对整体电路进行优化。设计中采用射频电路仿真软件ADS[1]对电路进行CAD辅助设计并给出了仿真结果。

一、低噪声放大器电路设计

1.1放大器的各项指标与设计方案

放大器需要满足的指标：工作频带100-400MHz，噪声系数（NF）小于0.3dB，带内增益大于32dB，带内增益平坦度±0.5dB以内，输入输出驻波比小于1.8。考虑到增益和噪声系数要求较高，采用E-PHEMT晶体管（ATF54143）[2]，安捷伦公司提供了其精确的ADS模型，便于仿真，而且工作时不需要负的栅极电压，便于单电源供电。

晶体管的功率增益在频率高端随着频率的增加以6 dB/倍频程下降，因此设计宽带放大器时必须使用相应的方法补偿此增益滚降，且保证整个频带内的稳定性，所以要考虑宽带阻抗匹配及选择恰当的电路形式。宽带放大器有以下几种：①分布放大器；②平衡放大器；③有耗匹配放大器；④负反馈放大器。通过比较，虽然负反馈放大器各个特性的改良是以略微增加噪声为代价的，但这种电路形式仍不失为所需频段内综合效果最优的方法，因此采用负反馈形式。

1.2偏置和负反馈电路

1.3稳定性分析

因为有源器件都存在内部反馈，反馈的大小取决于放大器的S参数、匹配网络以及偏置条件，当反馈量达到一定程度时，将会引起放大器输入或输出端口出现负阻，产生自激振荡，因此在做端口匹配前首先要判定放大器是否绝对稳定。

通常用K-Δ的方法来判定稳定性：

同时满足K>1和|Δ|

如果根据晶体管数据手册中的S参数进行计算分析，则计算过程复杂，可以使用ADS中的稳定性判定系数stab_fact（s）和stab_meas（s）直接对器件进行稳定性分析，只有在工作频段内同时满足stab_face（s）>1，stab_meas（s）>0时，才能保证器件绝对稳定。通过仿真得到稳定性判定系数如图1（b）所示。由图可知，两个稳定性系数在100-400MHz频率范围满足要求，所以器件绝对稳定。

1.4匹配电路与版图设计

考虑到频率较低和小的尺寸，采用集总参数的电容电感进行匹配电路设计[4]。32dB的增益，可以采用两级放大的形式且都用ATF54143。为了在整个频段内得到良好的匹配效果，一般先选定中心频率进行匹配电路设计，然后再对电路在整个频带内进行微调优化。第一级设计时，如果按最小噪声设计，输入端不是共轭匹配，会造成输入驻波比差，增益低，带内增益平坦度也不好，所以应该在最小噪声、驻波比和增益之间权衡进行输入匹配设计。输出按共轭匹配设计，同时加入一些电阻，增加稳定性，改善增益平坦度。输入输出都匹配到50Ω，电容电感用50Ω特征阻抗的微带短线进行连接。第二级采用与第一级一样的结构，直接与第一级级联。在确定整体电路后，画出版图。在版图空白处添加大面积的通孔接地，一方面为了保证散热和接地效果良好，另一方面是为今后调试留下焊接空间。整体电路如图2（a）所示。

二、电路优化与仿真结果

采用理想电容电感元件，先对第一级进行优化，当第一级的各项指标与预期目标接近后，第二级采用与第一级一样的结构与其级联，再对整体电路进行优化。在用ADS进行优化时，先放宽目标，进行随机优化后，再进行梯度优化，然后收紧目标，直到达到预期结果。按最优的原理图设计版图，然后进行原理图-版图联合仿真。原理图-版图联合仿真把layout中的无源电路和原理图中的元器件有机结合在一起进行仿真，既考虑了无源器件之间的电磁场效应，又可以考虑有源元件、集总元件的效应，这样仿真结果和实测结果非常接近，可以缩短制版调试的轮回。得到初步结果后，用较精确的muRata电容电感模型代替理想化模型，经过不断地优化和仿真，最终结果如图2（b）（c）（d）所示。可见，仿真结果的各项指标均达到预期要求。

三、结论

本文讨论了一种增强型E-PHEMT晶体管的超宽带低噪声放大器的设计，介绍了具体的流程与方法，应用射频电路仿真软件ADS强大的功能对放大器进行了优化设计，省去了复杂的理论分析计算，大大简化了设计过程，提高了工作效率，对低噪声放大器的制做具有很强的现实意义。

参考文献

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[2]张小兵.基于ATF54143的LNA设计.现代电子技术，2007，30（20）：165-167

篇10

关键词：紫外探测器；前置放大器；噪声；稳定性

中图分类号：TN72 文献标志码：A 文章编号：2095-2945（2017）20-0011-03

引言

空空导弹系统中多为红外制导和雷达制导。随着干扰手段的发展，单一的探测手段已经不能满足抗干扰的需求。于是，出现了双色探测器等多探测体制，如紫外/红外、紫外/激光、红外/激光等多种复合探测体制。继红外探测技术之后紫外探测技术成为又一重要的军民两用光电探测技术。相较于红外探测系统，紫外探测技术因其独有优势，受到了军方的关注。

正是因为军方的重和紫外探测技术的独特性，本文开展紫外信号检测放大技术的研究，以此来确定一种更适合紫外信号的前放电路结构，并对它的噪声特性及抑制方法进行分析和验证。

1 紫外探测器

紫外探测器件主要分为点探测器和像探测器。半导体紫外探测器件因其体积小、过载高在军事中应用较多。本系统中采用GaN基紫外探测器，光谱响应区间在260～380nm，峰值响应波长为365nm。

在探测器应用中多采用PIN结构[2]，I层会加大耗尽层厚度。I层有更高的电阻相对于PN层，这里的反向偏压形成高电场区，加宽了光电转换的有效工作区域，使暗电流有所降低，提高了灵敏度，探测器的电容也有减小。

紫外探测多采取直接探测，所以在光信号功率小时，电信号输出相应也较小。一般在实际探测器的应用中，为了方便后续处理，通常使用前置放大电路将信号放大。紫外探测器中就要设计合理的前置放大电路，以保证探测系统能够在一定的输出信噪比下工作。

2 前置放大电路

微弱光电信号前置放大器，信号小，输入信噪比低，在空空导弹系统等军用系统中多有专门的低噪声放大器。

而在低噪声放大器的设计中，噪声水平、放大器的增益和放大器的带宽通常要依据其中的带宽综合考虑。

2.1 光电二极管的等效电路模型

紫外探测为直接探测方式。光信号功率小，紫外探测器的电信号输出也相应较小，在本设计中所采用的探测器芯片的响应较小，ID约为5nA左右，零偏阻抗100MΩ，结电容CJ≈50pf，等效电路[4]如图1所示。

它包含一个被辐射光激发的电流源，一个理想的二极管，结电容和寄生串联及并联电阻。IL为二极管的漏电流，ISC为二极管光电流，Rpo为寄生电阻，ePD为噪声源，结电容大致为20pf。

在本文的应用中，紫外探测器芯片工作在零偏置即光伏模式下。

在此模式下探测器芯片作为光电二级管可以非常精确的线性工作。零偏置条件下，无暗电流，二极管噪声等同分电路电阻的热噪声；反偏置条件下，则有暗电流产生附加噪声源。本文就要对这种光伏模式进行最优化设计。

2.2 光电检测电路设计

由于探测器工作状态时产生的是电流信号，在后续使用中要将它转换为电压信号，主放大器的作用就是对光电流进行I-V转换，并放大到所需要的值。

2.2.1 电流-电压转换电路分析和设计

本文所采用的光电转换电路为高灵敏度的电流-电压转换器，二极管偏执由运算放大器的虚地维持在零电压，短路电流即被转换为电压。电流电压转换电路如图2所示。

由于在最高灵敏度时该放大电路[5]必须能检测1nA的二极管电流，采用普通结构的电流电压转换器会使反馈电阻非常大，例如对于1nA的二极管电流，要求输出0.1V的电压，则需要100MΩ的偏置电阻，而电阻是对总输出噪声影响最大的因素之一。这对系统噪声的影响是不可想象的。

该主放大器的输出VO=-k1Rfid

k1=1+R1/R2+R1/Rf

可见这个电路是靠倍乘因子k来增加R的，于是我们基于一个合理的R值，依靠倍乘因子k来提高灵敏度。

针对本电路为了实现0.1nV/nA的灵敏度，由式可知k1Rf=0.1/10-9=100M？赘，这是一个相当大的值，为了不至产生太大噪声，由Rf=1M？赘出发，然后乘以100以满足技术指标，因此，1+R1/R2+R1/106=100。在采用R2=1k？赘时，可得R1≈99k？赘（用最接近标准值的100kΩ）

2.2.2 前置放大电路的噪声分析

外部噪声（系统的外界干扰）和内部噪声（光电系统本身产生的噪声，是光电检测器件和检测电路的器件固有噪声）为光电检测电路的主要噪声来源。

外部噪声要通过外部手段控制，本文中我们主要研究通过选择电路元件和合理的电路设计来减小内部噪声，提高系统的检测精度。

光电二极管、前置放大电路构成了光电检测电路，它的噪声模型如图3所示：

Isc：光电二极管的光电流；Ins：光电二极管的散粒噪声电流；Ind：光电二极管内阻产生的热噪声电流；Cd：光电二极管的结电容；En、In：放大器的等效输入噪声电压和等效输入噪声；Unf：反馈电阻Rf和R1产生的热噪声电压。其中：

I2ns=2eIscf，f为电路的通频带；

I2nd=4kTf/Rd

U2nf=4kTRff

由此：

由上面的公式[6]得出，反馈电阻Rf和R1和输出信噪比成正比。要想提高输出信噪比和信号增益，需要提高Rf和R1的阻值。所以我们可以选择阻值大、噪音小的金属膜电阻。

此外，输出信号电压幅度的也限制Rf和R1的选择，还应根据光电流的最大值来确定Rf的大小。

电路的通频带f和输出信噪比成反比。电容Cs与Rf并联就是为减小电路的通频带。它们构成一个高频截止频率为1/2？仔RfCs的滤波电路。直流和低频，信号增益不变；频率超过1/2？仔RfCs时，信号增益下降信号幅度线性失真，因此电路的通频带f=1/2？仔RfCs。

Rf和Cs和通频带也成反比。如果电路的通频带太小会造成输出信号频率失真；如果Cs太大，系统响应会变慢；Cs也有消除自激震荡的作用。

2.2.3 集成运算放大器的选用

考虑集成运放的等效输入噪声电压En和等效输入噪声电流In，同输出信噪比成反比。故应选用En和In小的低噪声和低偏置电流的集成运算放大器。

场效应管为输入级的运放具有开环输入阻抗高、输入偏置电流小和不随温度变化的优点，适合选用。同时，提高_环放大倍数，使光电二极管在无偏压状态工作；其次，选用的集成运放的失调电压和电流应较小。

由于要精确测量纳安级的光电流，运算放大器的偏执电流不应该大于数纳安，并且放大器本身引入的噪声要非常小，这就大大缩小了选择的余地。

我们最终采用了噪声低，精密，输入为FET的AD795k型运算放大器。它具有两种优势：（1）双极型输入运算放大器的低电压噪声和低失调漂移；（2）FET输入器件的极低偏置电流。

其性能参数为：

失调电压：在25°C时，最大为250uv，

失调电压漂移：最大为3uV/°C

输入偏置电流：在25°C时，最大为1PA

0.1～10HZ 电压噪声2.5uVp-p

1/f转折频率12Hz

电压噪声：在100Hz处为10nV/√Hz

电流噪声：在100Hz处为0.6fA/√Hz

在±15V时的功耗为40mW

增益带宽乘积1MHz

2.2.4 前置放大器稳定性分析

考虑光电二极管小信号模型后，完整的前置放大电路如图4：

该系统的传输函数[7]为：

其中，Aol（j？棕）为放大器开环环路增益；？茁为反馈系数，即1/（1+Zf/Zin）；Zin为分布式输入阻抗

展开后可得：

式中

由于Rd远大于Rf，故fz

图中显示了Aol（j？棕）曲线与1/？茁曲线在fx处相交，且在交点处|Aol？茁|=1。放大器需在工作中不振荡、稳定。工程应用上，要求相位裕度？准m>>4/？仔，当？准m=4/？仔时，fp=fx。放大器在系统稳定的前提下，要得到最大带宽，可令：

式中：可以求得GBW为运放的增益带宽积。最终可求得：

对于更大的相位裕度，这个电容值还会增大，但也会降低I-V转换器的带宽。

3 电路仿真计算

利用multisim10 软件[8]对图5所示电路进行仿真分析。

交流仿真结果如图6所示。

噪声分析如图7所示。

4 结束语

本文推出了光电检测电路信噪比的公式，并对光电转换电路的稳定性进行了详细的研究，总结了设计低噪声光电检测电路的方法。

某预研项目中，根据本文讨论的方法设计的前置放大器已有应用，我们可以看到实际测试结果达到了预期效果，所以此设计方案可行。不足之处在于，本设计中印刷板本身带来的寄生电容问题。这就要求我们必须小心布线以控制寄生电容；另外，可在输出端增加滤波器，以减小系统噪声。

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