电路设计论文范文10篇

AD9883A是高性能的三通道视频ADC可以同时实现对RGB三色信号的实时采样。系统采用32位浮点芯片ADSP-21160来处理数据,能实时完成伽玛校正、时基校正,图像优化等处理,且满足了系统的各项性能需求。ADSP-21160有6个独立的高速8位并行链路口,分别连接ADSP-21160前端的模数转换芯片AD9883A和后端的数模转换芯片ADV7125。ADSP-21160具有超级哈佛结构,支持单指令多操作数(SIMD)模式,采用高效的汇编语言编程能实现对视频信号的实时处理,不会因为处理数据时间长而出现延迟。

系统硬件原理框图如图1所示。系统采用不同的链路口完成输入和输出,可以避免采用总线可能产生的通道冲突。模拟视频信号由AD9883A完成模数转换。AD9883A是个三通道的ADC,因此系统可以完成单色的视频信号处理,也可以完成彩色的视频信号处理。采样所得视频数字信号经链路口输入到ADSP-21160,完成处理后由不同的链路口输出到ADV7125,完成数模转换。ADV7125是三通道的DAC,同样也可以用于处理彩色信号。输出视频信号到灰度电压产生电路,得到驱动液晶屏所需要的驱动电压。ADSP-21160还有通用可编程I/O标志脚,可用于接受外部控制信号,给系统及其模块发送控制信息,以使整个系统稳定有序地工作。例如,ADSP-21160为灰度电压产生电路和液晶屏提供必要的控制信号。另外,系统还设置了一些LED灯,用于直观的指示系统硬件及DSP内部程序各模块的工作状态。

本设计采用从闪存引导的方式加载DSP的程序文件,闪存具有很高的性价比,体积小,功耗低。由于本系统中的闪

存既要存储DSP程序,又要保存对应于不同的伽玛值的查找表数据以及部分预设的显示数据,故选择ST公司的容量较大的M29W641DL,既能保存程序代码,又能保存必要的数据信息。

图2为DSP与闪存的接口电路。因为采用8位闪存引导方式,所以ADSP-21160地址线应使用A20-A0,数据线为D39—32,读、写和片选信号分别接到闪存相应引脚上。

系统功能及实现

薄膜晶体管液晶显示器(TFT—LCD)具有重量轻、平板化、低功耗、无辐射、显示品质优良等特点,其应用领域正在逐步扩大,已经从音像制品、笔记本电脑等显示器发展到台式计算机、工程工作站(EWS)用监视器。对液晶显示器的要求也正在向高分辨率,高彩色化发展。

由于CRT显示器和液晶屏具有不同的显示特性,两者的显示信号参数也不同,因此在计算机(或MCU)和液晶屏之间设计液晶显示器的驱动电路是必需的,其主要功能是通过调制输出到LCD电极上的电位信号、峰值、频率等参数来建立交流驱动电场。

本文实现了将VGA接口信号转换到模拟液晶屏上显示的驱动电路,采用ADI公司的高性能DSP芯片ADSP—21160来实现驱动电路的主要功能。

硬件电路设计

AD9883A是高性能的三通道视频ADC可以同时实现对RGB三色信号的实时采样。系统采用32位浮点芯片ADSP-21160来处理数据,能实时完成伽玛校正、时基校正,图像优化等处理,且满足了系统的各项性能需求。ADSP-21160有6个独立的高速8位并行链路口,分别连接ADSP-21160前端的模数转换芯片AD9883A和后端的数模转换芯片ADV7125。ADSP-21160具有超级哈佛结构,支持单指令多操作数(SIMD)模式,采用高效的汇编语言编程能实现对视频信号的实时处理,不会因为处理数据时间长而出现延迟。

系统硬件原理框图如图1所示。系统采用不同的链路口完成输入和输出,可以避免采用总线可能产生的通道冲突。模拟视频信号由AD9883A完成模数转换。AD9883A是个三通道的ADC,因此系统可以完成单色的视频信号处理,也可以完成彩色的视频信号处理。采样所得视频数字信号经链路口输入到ADSP-21160,完成处理后由不同的链路口输出到ADV7125,完成数模转换。ADV7125是三通道的DAC,同样也可以用于处理彩色信号。输出视频信号到灰度电压产生电路,得到驱动液晶屏所需要的驱动电压。ADSP-21160还有通用可编程I/O标志脚,可用于接受外部控制信号,给系统及其模块发送控制信息,以使整个系统稳定有序地工作。例如,ADSP-21160为灰度电压产生电路和液晶屏提供必要的控制信号。另外,系统还设置了一些LED灯,用于直观的指示系统硬件及DSP内部程序各模块的工作状态。

1电路设计

1．1设计思路

恒温电路设计的研究主要用于电力采集产品上，对电力采集产品来讲，安装在PT侧，需要耐受100℃的温度变化，却要求万分之五的精度。除需要从理论上进行最终的计算和分析外，还要考虑各种因素。如其中重要的一个因素高精度器件的温漂，器件稳定性、可靠性受温度变化的影响，是电子器件不可回避的问题。对于电力采集产品中高精度的AD采集模块，温漂的问题更为严重，要保证AD采集模块精度在允许的范围内，恒温电路的设计是很重要的。基于对电力采集产品应用环境的考虑，将高精度的AD采集模块放置在恒温盒中，同时配合加热电阻来稳定恒温盒温度的方法，来保证环境在－20℃～+75℃变化时，恒温盒内的温度变化在±1℃，使电力产品在万分之五的精度范围以内稳定工作。器件主要由分压电阻、热敏电阻、加热电阻、运放、三极管等组成，从设计上看电路设计简单、稳定性好。选择的运放是低价、高性能、低噪声的双运算放大器ne5532，热敏电阻选择低价，对温度反应灵敏的电阻。根据电路，为了保证恒温盒内的器件工作最佳状态，首先确定恒温盒内要保持的恒定温度，通过测试和计算，恒温盒的温度恒定在75℃为最佳，AD采集模块可以稳定的工作，电力产品可以达到万分之五的精度。当温度降低时，通过分压电阻电路、负反馈电路、恒流源控制电路，加热电阻电路使温度稳定在75℃。

1．2电路具体设计

具体分析如:当温度低于75℃时，由于热敏电阻(MF1是负温度系数的热敏电阻)的阻值变大，V0≠V1，V1＞V0，根据深度负反馈电路虚短、虚断的特点，R18上有电流，在经过负反馈电路放大，后级运算放大U2B同向输入端和反向输入端形成压差，输出电压放大，三级管基极电压大于发射极电压，三级管导通，有电流流过加热电阻，加热电阻加热，再通过三极管、运算放大U2B、电阻等组成的恒流控制源电路控制流过加热电阻电流，使恒温盒温度保持在75℃左右。在设计过程中，要理论计算配合仿真软件。下面是SaberSketch软件仿真结果，根据热敏电阻负温度系数特性，在仿真过程中给热敏电阻设定不同的参数值，从而达到模拟温度升高和温度降低环境的目的。

2应用

1信号处理电路设计工作

信号处理电路本身也存在于低电压手持心电的前置信号放大结构中，其主要为手持心电的电极拾取饰件发出的信号进行接受以及处理和分辨等工作，同时有效的对心脏跳动的信号进行增益，对相关杂乱信号进行降噪处理。具体来讲，信号处理电路首先需要针对自身的抗极化电压进行设计，保证抗极化电压能够有效满足信号放大的要求，保证信号处理电路能够在满足信号增益的过程中满足低电压手持心电的正常工作情况，其具体的抗极化电压以及电路设置的增益情况应该根据实际情况进行选择和调整。一般抗极化电压设置为500mV；其次信号处理电路的设计需要保证电路的频率不会对心脏跳动信号的频率采集工作造成一定的影响，具有相应的杂频降噪功能，使用输入缓冲电路中的高精度运算放大器就能够有效的完成这一工作。同时注意好信号处理电路的失调电压设置工作，保证失调电压不会出现饱和情况，常规下信号处理电路的失调电压设置的最大线路为0.55mV。

2右腿驱动电路设计工作

右腿驱动电路的作用更多的是在低电压手持心电的运转过程中消除手持心电自身工作频率对心脏频率信号采集工作的干扰，使低电压手持心电在运转过程中能够提供更小的电能消耗以及拥有更小的输出摆幅。具体来讲，右腿驱动电路的设计应该保证手持心电电压最大的输出范围部队对手持心电的功能发挥造成影响，保证其在60uA的静态工作电流下仍然能够有效的发挥手持心电的具体功能作用。

3起搏脉冲检测电路设计工作

起搏脉冲检测电路的功能主要是对低电压手持心电中起搏脉冲信号的收集以及检测再到最终与A/D转换器的信号交换工作提供相应的电能，因此起搏脉冲检测电路的设计工作对于低电压手持心电的具体工作没有较大影响，只要注意到发挥其降低手持心电的功率消耗以及电能成本的优点就行。

摘要：介绍了一种用TOPSwitch器件设计的新颖单端正激式电源电路。详细分析了其电路设计方法，给出了主要参数的计算及实验波形。

关键词：三端离线PWM开关；正激变换器；高频变压器设计

引言

TOPSwitch是美国功率集成公司（PI）于20世纪90年代中期推出的新型高频开关电源芯片，是三端离线PWM开关（ThreeterminalofflinePWMSwitch）的缩写。它将开关电源中最重要的两个部分——PWM控制集成电路和功率开关管MOSFET集成在一块芯片上，构成PWM/MOSFET合二为一集成芯片，使外部电路简化，其工作频率高达100kHz，交流输入电压85～265V，AC/DC转换效率高达90％。对200W以下的开关电源，采用TOPSwitch作为主功率器件与其他电路相比，体积小、重量轻，自我保护功能齐全，从而降低了开关电源设计的复杂性，是一种简捷的SMPS（SwitchModePowerSupply）设计方案。

TOPSwitch系列可在降压型，升压型，正激式和反激式等变换电路中使用。但是，在现有的参考文献以及PI公司提供的设计手册中，所介绍的都是用TOPSwitch制作单端反激式开关电源的设计方法。反激式变换器一般有两种工作方式：完全能量转换（电感电流不连续）和不完全能量转换（电感电流连续）。这两种工作方式的小信号传递函数是截然不同的，动态分析时要做不同的处理。实际上当变换器输入电压在一个较大范围发生变化，和（或者）负载电流在较大范围内变化时，必然跨越两种工作方式，因此，常要求反激式变换器在完全能量和不完全能量转换方式下都能稳定工作。但是，要求同一个电路能实现从一种工作方式转变为另一种工作方式，在设计上是较为困难的。而且，作为单片开关电源的核心部件高频变压器的设计，由于反激式变换器中的变压器兼有储能、限流、隔离的作用，在设计上要比正激式变换器中的高频变压器困难，对于初学者来说很难掌握。笔者采用TOP225Y设计了一种单端正激式开关电源电路，实验证明该电路是切实可行的。下面介绍其工作原理与设计方法，以供探讨。

1TOPSwitch系列应用于单端正激变换器中存在的问题

1EHW的机理及相关技术

计算机系统所要求解决的问题日趋复杂，与此同时，计算机系统本身的结构也越来越复杂。而复杂性的提高就意味着可靠性的降低，实践经验表明，要想使如此复杂的实时系统实现零出错率几乎是不可能的，因此人们寄希望于系统的容错性能：即系统在出现错误的情况下的适应能力。对于如何同时实现系统的复杂性和可靠性，大自然给了我们近乎完美的蓝本。人体是迄今为止我们所知道的最复杂的生物系统，通过千万年基因进化，使得人体可以在某些细胞发生病变的情况下，不断地进行自我诊断，并最终自愈。因此借用这一机理，科学家们研究出可进化硬件（EHW,EvolvableHardWare），理想的可进化硬件不但同样具有自我诊断能力，能够通过自我重构消除错误，而且可以在设计要求或系统工作环境发生变化的情况下，通过自我重构来使电路适应这种变化而继续正常工作。严格地说，EHW具有两个方面的目的，一方面是把进化算法应用于电子电路的设计中；另一方面是硬件具有通过动态地、自主地重构自己实现在线适应变化的能力。前者强调的是进化算法在电子设计中可替代传统基于规范的设计方法；后者强调的是硬件的可适应机理。当然二者的区别也是很模糊的。本文主要讨论的是EHW在第一个方面的问题。

对EHW的研究主要采用了进化理论中的进化计算（EvolutionaryComputing）算法,特别是遗传算法（GA）为设计算法，在数字电路中以现场可编程门阵列（FPGA）为媒介，在模拟电路设计中以现场可编程模拟阵列（FPAA）为媒介来进行的。此外还有建立在晶体管级的现场可编程晶体管阵列（FPTA），它为同时设计数字电路和和模拟电路提供了一个可靠的平台。下面主要介绍一下遗传算法和现场可编程门阵列的相关知识，并以数字电路为例介绍可进化硬件设计方法。

1．1遗传算法

遗传算法是模拟生物在自然环境中的遗传和进化过程的一种自适应全局优化算法，它借鉴了物种进化的思想，将欲求解问题编码，把可行解表示成字符串形式，称为染色体或个体。先通过初始化随机产生一群个体，称为种群，它们都是假设解。然后把这些假设解置于问题的“环境”中，根据适应值或某种竞争机制选择个体（适应值就是解的满意程度），使用各种遗传操作算子（包括选择，变异，交叉等等）产生下一代（下一代可以完全替代原种群，即非重叠种群；也可以部分替代原种群中一些较差的个体，即重叠种群），如此进化下去，直到满足期望的终止条件，得到问题的最优解为止。

1．2现场可编程逻辑阵列(FPGA)

摘要：提出了一种直接检测IGBT发生短路故障的方法，在详细分析IGBT短路检测原理的基础上给出了相应的IGBT短路保护电路。仿真及实验结果均证明该电路工作稳定可靠，能很好地对IGBT实施有效的保护。

关键词：IGBT短路保护电路设计

固态电源的基本任务是安全、可靠地为负载提供所需的电能。对电子设备而言，电源是其核心部件。负载除要求电源能供应高质量的输出电压外，还对供电系统的可靠性等提出更高的要求。

IGBT是一种目前被广泛使用的具有自关断能力的器件开关频率高广泛应用于各类固态电源中。但如果控制不当，它很容易损坏。一般认为IGBT损坏的主要原因有两种：一是IGBT退出饱和区而进入了放大区使得开关损耗增大；二是IGBT发生短路，产生很大的瞬态电流，从而使IGBT损坏。IGBT的保护通常采用快速自保护的办法即当故障发生时，关断IGBT驱动电路，在驱动电路中实现退饱和保护；或者当发生短路时，快速地关断IGBT。根据监测对象的不同IGBT的短路保护可分为Uge监测法或Uce监测法二者原理基本相似都是利用集电极电流IC升高时Uge或Uce也会升高这一现象。当Uge或Uce超过Ugesat或Ucesat时，就自动关断IGBT的驱动电路。由于Uge在发生故障时基本不变，而Uce的变化较大并且当退饱和发生时Uge变化也小难以掌握因而在实践中一般采用Uce监测技术来对IGBT进行保护。本文研究的IGBT保护电路，是通过对IGBT导通时的管压降Uce进行监测来实现对IGBT的保护。

采用本文介绍的IGBT短路保护电路可以实现快速保护，同时又可以节省检测短路电流所需的霍尔电流传感器，降低整个系统的成本。实践证明，该电路有比较大的实用价值，尤其是在低直流母线电压的应用场合，该电路有广阔的应用前景。该电路已经成功地应用在某型高频逆变器中。

1短路保护的工作原理

经查阅国内外相关文献，在基于ZigBee技术的太阳能光伏电池组件远程监控系统中，数据的采集电路通常由独立的DC－DC电源模块供电．DC－DC电源模块负责把光伏电池组件输出的电能转化为数据采集电路需要的电源［1－3］．但是采用独立的DC/DC模块进行供电具有一定的弊端，首先它会增大了电路板的尺寸，其次会增加研发成本，最后谐波的干扰也会增大很多［4］．鉴于上述问题，本文研究了基于太阳能光伏电池模块的微芯片电源电路．该电路巧妙利用CC2530芯片中A/D变换采集的电压、电流数据，通过芯片中MCU分析比较产生PWM波，通过PWM控制电路中的VMOS调整管，使其输出为5V左右的电压，然后再通过AMS1117稳压芯片得到3．3V稳定工作电压．本文提出的供电电路设计有自适应和宽动态特性．因为太阳能光伏组件输出的直流电压在一天中变化很大，如果用多级稳压模块级联，则电源电路的效率低、能耗大，该电源电路通过脉宽调制和模拟稳压混合模式实现了对宽动态范围输入电压的自适应稳压，并具有能耗低、效率高的优点［5－6］．

1硬件部分

1．1CC2530参数CC2530集ZigBeeRF前端、微控制器和内存为一体，CC2530采用8位MCU(8051)，256kB可编程闪存和8kBRAM，并包括A/D转换器，AES－128协同处理器，定时器，32kHz晶振的睡眠模式定时器，掉电检测电路，上电复位电路和21个I/O端口，功能可以满足大部分的研发需求［7］．CC2530框图如图1所示．CC2530芯片用0．18μmCMOS的制作工艺，CC2530在接收以及发送模式时，电流消耗都小于30mA和40mA，工作电流为20mA，是一款功耗低、集成度非常大的芯片［8］．1．2电路结构及工作原理基于光伏太阳能电池组件的微芯片电源电路结构，如图2所示，电源电路大体用微处理器CC2530，光电耦合器，VMOS开关管T1，电阻R1、R2组成的电压采样电路，电阻R3以及电容C1构成的延时电路，3．3V稳压模块AMS1117等部分构成．额定输出电压24V的太阳能光伏电池组件，在太阳辐射能量最小可以接近0V输出，最大可以高于24V．由于AMS1117稳压模块的输入电压不能超过15V，承受不住超过15V的太阳能光伏组件直接供电．为了保证电路板的安全，在此设计中通过使用VMOS管(T1)来调整太高的直流电压，以确保AMS1117稳压模块的输入电压可以在设定范围内改变，保证AMS1117稳压模块安全稳定的工作．本设计中VMOS管T1一定要在开关状态下工作［9］．同时为了提高电路的效率，通过设置VMOS管T1的输出电压为5V，从而最大限度地降低了AMS1117稳压模块的输入电压，从而减少了全部电源电路的直流能耗，使整个装置的发热也减少了很多．如图2，由R1和R2组成的分压电路连接着太阳能光伏组件输出端，用于电压采样．假设太阳能光伏组件的输出电压为US，由R1、R2组成的分压电路的输入电压设为Ui．由于Ui=US，则分压电路的输出电压Uof为:Uof=R2R1+R2Ui=R2R1+R2US(1)考虑到CC2530的A/D变换器，它的输入电压为0～1V，此设计中取样电路分压比设置为:Uof=US/30(2)由CC2530的A/D通道采集电压数据后，发送至网络协调器，该数据同时也是控制PWM占空比的依据．CC2530通过内部定时器生成PWM波然后由P0．4输出信号驱动光耦器件．因为在电路中T1的三个电极工作时的电压都高于CC2530的安全电压，所以CC2530的P0．4端口与VMOS管T1的栅极直接相连．如图2，本电路中CC2530通过光耦隔离连接到T1栅极．PWM信号通过光耦驱动VMOS管T1，在太阳能电源输出电压发生波动时，PWM信号占空比会发生变化，可以通过这个变化来调整AMS1117输入电压，包括调整VMOS管T1的输出电压，以确保AMS1117输入电压在设定的范围内变化［10］．太阳能光伏电池组件突然对电路供电时，考虑到CC2530初始化要一定时间，不能立即产生PWM信号，AMS1117稳压模块突然通过太高的电压，有可能发生危险，所以增加设计了RC延时电路，以及电源电路输入端加装保险丝来减少芯片发生故障时的损失，同时CC2530在独自复位时，可能会有危险，所以在此设计中采用CC2530与RC延时电路联动复位机制．

2软件设计

本电路设计中CC2530芯片既承担了数据通信及组网的任务，还承担了控制电源输出电压的任务，程序设计十分关键．笔者在ZigBee协议的研究基础上，对CC2530通信应用程序模块、组网程序模块、电源控制模块等进行统筹设计，使通信、组网、电源管理等程序模块协同工作．鉴于此，在电源控制程序模块设计中，控制PWM的时用定时器来进行中断，就是用定时器的中断服务来生成PWM信号，保证PWM波不受其它程序的干扰．在选择CC2530定时器时，由于Time2是Mac定时器，Time1、Time3、Time4可以用，Time2不能用．此设计中用Time1定时器来产生PWM波，通过设置T1CTL0寄存器、T1CTL2寄存器、T1CTL寄存器、T1CC0H和T1CC0L寄存器、T1CC2H和T1CC2L寄存器，即可输出PWM波．在T1控制寄存器里，对应选项要设定成输出对照方式，T1CC0H和T1CC0L设定成适合的固定的数值，T1CC2L与T1CC2H的数值就由A/D变换器得出的值来确定，以上过程流程如图3．由图3可知，PWM波占空比是通过A/D变换得出的结果来调节的．此设计中，PWM波的周期是通过T1CC0确定的，T1CC2来确定占空比．

3实验结果分析

1IGBT模块驱动电路的基本要求

1）实际导通时栅极偏压一般选12～15V为宜；而栅极负偏置电压可使IGBT可靠关断，一般负偏置电压选－5V为宜。在实际应用中为防止栅极驱动电路出现高压尖峰，最好在栅射之间并接两只反向串联的稳压二极管。

2）考虑到开通期间内部MOSFET产生Mill－er效应，要用大电流驱动源对栅极的输入电容进行快速充放电，以保证驱动信号有足够陡峭的上升、下降沿，加快开关速度，从而使IGBT的开关损耗尽量小。

3）选择合适的栅极串联电阻（一般为10Ω左右）和合适的栅射并联电阻（一般为数百欧姆），以保证动态驱动效果和防静电效果。根据以上要求，可设计出如图1所示的半桥LC串联谐振充电电源的IGBT驱动电路原理图。考虑到多数芯片难以承受20V及以上的电源电压，所以驱动电源Vo采用18V。二极管V79将其拆分为＋12．9V和－5．1V，前者是维持IGBT导通的电压，后者用于IGBT关断的负电压保护。光耦TLP350将PWM弱电信号传输给驱动电路且实现了电气隔离，而驱动器TC4422A可为IGBT模块提供较高开关频率下的动态大电流开关信号，其输出端口串联的电容C65可以进一步加快开关速度。应注意一个IGBT模块有两个相同单管，所以实际需要两路不共地的18V稳压电源；另外IGBT栅射极之间的510Ω并联电阻应该直接焊装在其管脚上（未在图中画出），而且最好在管脚上并联焊装一个1N4733和1N4744（反向串联）稳压二极管，以保护IGBT的栅极。

2实验结果及分析

在变换器的LC输出端接入两个2W／200Ω的电阻进行静态测试。实验中使用的仪器为：Agi－lent54833A型示波器，10073D低压探头。示波器置于AC档对输出电压纹波进行观测，波形如图5所示。由实验结果看，输出纹波可以基本保持在±10mV以内，满足设计要求。此后对反激变换器电路板与IGBT模块驱动电路板进行对接联调。观察了IGBT栅极的驱动信号波形。由实验结果看，IGBT在开通时驱动电压接近13V，而在其关断时间内电压接近5V。这主要是电路中的光耦和大电流驱动器本身内部的晶体管对驱动电压有所消耗（即管压降）造成的，故不可能完全达到18V供电电源的水平。

1系统组成原理

对于正常人来说，心脏的兴奋主要是通过这样几个步骤完成的，首先是窦心房产生兴奋，然后经过一定的时间和相关的图形，将兴奋传递给心室和心房，这样就可以导致心脏兴奋，所以，按照上述过程，心脏跳动的完整周期应该是包含一定的规律的，不仅仅是在次序以及时间上有规律，而且在电传播的途径与方向上都是有规律的。对于人体而言，生物电的变化终究会使得身体的各个部分随着心跳的变化而发生很有节律的电变化，毕竟整个电变化的过程要随着心脏的跳动并通过体液反映到我们的身体上，也就是说从我们身体表面来看，只要距离不是太近，不管具体的数值有多小，任意两个存在一定距离的点之间一定是会有电位差存在，那么身体表面上不同的点其电位也是客观存在的，但是毕竟由于心脏是处于不断跳动的过程中，那么电位的分布就不可能是一成不变的，这种电位的分布要随着心脏跳动导致的电活动而不断的变化，所以电位差也不能是一个常数，必然是一种随着心脏跳动而变化的周期性变化曲线。在医学治疗的过程中，我们经常会见到将几个电极放到人身体的相应位置，通过对心脏跳动时产生的电变化进行记录，这样产生的图形就是我们非常熟悉的常规心电图（用ECG表示）。医生可以通过观察心电图从而获得患者的心脏的部分机能，对心脏有一定病变的患者来说，其心电图一定和正常人会有所不同，从这个角度来看，心电图对心脏疾病的初期诊断就有非常重要的作用，也是目前为止初步诊断心脏病的非常重要的手段，尤其是患者患有心律失常和心肌梗塞等常见心脏疾病，都可以通过心电图进行初步诊断。一个完整的心电图包含如下几个主要的特征波形：P波，P-R间期，QRS波群，S-T段，T波，Q-T间期，U波，每个波形代表了不同的意义。经过对原始的电信号进行一定的调理以后，可以设计出图2所示的原理图，从图中可知，采集到的胎儿的心电图毕竟信号非常的微弱，而且还容易收到母体的干扰，所以必须要先经过一次放大的操作，然后为了进一步减少各种噪声因素的影响，将此信号通过高通滤波器去除掉所有的低频分量和直流分量，再经过进一步的放大，此时再次放大的作用就是为了满足进行模数转换的时候对信号幅度的要求，将此信号通过低通滤波器滤除掉高频的分量，由于仪器设备使用的交流电频率一般都是50HZ，为了消除这个频率的干扰，特别的设计了两个50HZ的双T可调陷波器，为了进一步的提高数据采集的精度，又设计了右腿驱动电路，这样就可以保证利用相关的激励降低相关的交流干扰，比如说人体本身的内阻、皮肤的电阻等各种各样可能产生的干扰，对医护人员的要求也降低了许多，至少在操作上要简单了很多。

2胎儿心电信号调理电路设计

为了进一步的提高胎儿心电图仪系统数据采集的精度，又设计了右腿驱动电路，这样就可以保证利用相关的激励降低相关的交流干扰，比如说人体本身的内阻、皮肤的电阻等各种各样可能产生的干扰，对医护人员的要求也降低了许多，至少在操作上要简单了很多。

3右腿驱动电路

总体来看人体毕竟是导体，那就意味着人和电源线以及任何大地之间分别存在着两个电容CP和CB，必然会导致50HZ的工频干扰会耦合到人体当中，而且放大电路部分和大地之间当然也会存在电容CS，所以说人体内流过的偏置电流就会使得人和大地之间存在这电势Vp，心电检测时两个用来提取信号的电极和皮肤之间也存在着两个未必完全相等的电阻，用Re1和Re2表示，这两个电阻一般来看阻值可能有几十千欧姆，特殊情况下可以达到几百千欧姆，这样就会将上文所述的Vp变成了两个部分Vcm和Vim，前者表示的是人体与放大器之间的共模电压，或者表示的是放大器和大地产生的差模电压。前置放大电路U1,U2的两个输出端(TLC2652的6脚)，通过阻值相等的两个电阻R56和R57取出共模电压，送入如图3所示的右腿驱动电路,该电路由U20及C78和R59组成。检出的共模信号经过U20将其倒相，放大并反馈到人体上。这是个负反馈，促使共模电压降低。人体的位移电流不流到地，而是流到运放的输出端。采用右腿驱动电路后，可将50Hz的共模干扰电压降低到1％以下。就心电放大器来说，这样就减小了共模电压的拾取，并且有效地使病人接地。同时可有效的减少屏蔽层和信号线间分布电容的影响。为达到A/D转换器所需信号幅度，经由前置放大器放大后的信号，由后级放大电路进一步放大及滤波。